【正文】 。 //送地址 wr_max262=0。 max262_a3=addressamp。0x01。 address=1。 max262_a1=addressamp。0x01。在獲得MAX262 的工作參數(shù)后，根據(jù)表3－5將這些參數(shù)轉(zhuǎn)換為8 字節(jié)的編程數(shù)據(jù)，由凌陽單片機(jī)送到MAX262。Q 值與Q0～Q7 的關(guān)系為：Q=64/(128N2) （2）或 N2=64(21/Q) （3）其中，N2 為二進(jìn)數(shù)據(jù)Q0～Q6 對(duì)應(yīng)的十進(jìn)制整數(shù)，范圍為0～127 共128 級(jí)。表 4－5 MAX262的址A0～A3與數(shù)據(jù)D0D1的關(guān)系通過表4－5給出的fCLK/f0 與F0～F5 的關(guān)系表格，得到本文根fCLK/f0 計(jì)算編程數(shù)據(jù)F0～F5 的公式，即fCLK/f0 與F0～F5 的關(guān)系為：fCLK/f0=+ （1）N1 為二進(jìn)制數(shù)據(jù)F0～F5 對(duì)應(yīng)的十進(jìn)制整數(shù)，范圍為0～63 共64 級(jí)。編程數(shù)據(jù)獲得方法MAX262 的地址A0～A3 與數(shù)據(jù)D0D1 的關(guān)系見表1。模式1 可以實(shí)現(xiàn)低通、帶通和帶隨濾波；模式2 基本與模式1 相同，只是該模式可以獲得最高的Q值；模式3 是唯一可以實(shí)現(xiàn)高通濾波的模式；而只有模式4 才能實(shí)現(xiàn)全通濾波，它和模式3 也可以實(shí)現(xiàn)低通和帶通濾波。在表1中給出了編程數(shù)據(jù)Q0～Q7 與Q值的對(duì)應(yīng)關(guān)系。本文采用計(jì)算的方法來形成編程數(shù)據(jù)F0～F5。中心頻率由編程數(shù)據(jù)F0～F5 控制，共64 個(gè)不同的二進(jìn)制數(shù)據(jù)，每個(gè)數(shù)據(jù)對(duì)應(yīng)一個(gè)時(shí)鐘頻率fclk 與中心頻率f0 的比值fclk/f0。一階RC濾波器截止頻率公式為：F＝1/2RC采取先固定電阻值，再計(jì)算電容值：C＝1/2RF前置抗混疊濾波器和平滑濾波器R取為10K，經(jīng)計(jì)算所得，C56理論值為為350pF，C34為159pF，選取C56為360pF，稍大于理論值，可取得稍微低的截止3dB頻率，C34選取150pF。R32和C56組成前置抗混疊濾波，R8與C34組成平滑濾波器。因此通常只要在SCF前加一個(gè)簡單的RC網(wǎng)絡(luò)， 混迭的影響可得到限制。另外根據(jù)采樣定理，輸入信號(hào)中高于1／2時(shí)鐘頻率的成分將會(huì)折疊到通帶內(nèi)產(chǎn)生混疊噪聲。SCF實(shí)際上是一個(gè)數(shù)據(jù)采樣系統(tǒng)，所以它具有數(shù)據(jù)采樣系統(tǒng)的所有噪聲來源。OP IN——MAX262的放大器反向輸入端。D0、D1——數(shù)據(jù)輸入端,可用來對(duì)f0和Q的相應(yīng)位進(jìn)行設(shè)置。接V時(shí),數(shù)據(jù)可通過邏輯接口進(jìn)入一個(gè)可編程的內(nèi)存之中,以完成濾波器的工作模式、f0及Q的設(shè)置。WR——寫入有效輸入端。LPA、LPB——低通濾波器輸出端。INA、INB——濾波器的信號(hào)輸入端。CLKOUT——晶體振蕩器和R C振蕩的時(shí)鐘輸出端。CLKA——外接晶體振蕩器和濾波器A部分的時(shí)鐘輸入端,在濾波器內(nèi)部,時(shí)鐘頻率被2分頻。V——負(fù)電源輸入端。而這些偏差可采用MAXINM 的濾波器設(shè)計(jì)軟件進(jìn)行補(bǔ)償。MAX262使用的采樣比（fclk/f0）范圍較MAX260或MAX261低，因此其工作頻率f0和信號(hào)帶寬較大，中心頻率范圍可達(dá)140k。內(nèi)部電容的開關(guān)速率是影響這些參數(shù)精度的主要因素，盡管這些開關(guān)—電容網(wǎng)絡(luò)（SCN）實(shí)際上為采樣系統(tǒng)，但它們的特性可與連續(xù)濾波器（如FC 快速濾波器）的特性相媲美。每個(gè)濾波器的獨(dú)立時(shí)鐘輸入端可以連接晶體、FC 網(wǎng)絡(luò)或外部時(shí)鐘發(fā)生器。輸入時(shí)鐘頻率與B 位f0編程輸入代碼一起決定濾波器的中心頻率或截止頻率，不影響其他濾波參數(shù)。它可構(gòu)成各種帶通、低通、高通、陷波和全通濾波器，且不需外部器件。但是控制精度受到了芯片提供的控制位數(shù)目的限制。這兩類產(chǎn)品以開關(guān)電容替代了原來所需的外接反饋電阻。直到美國Maxim公司的Max260系列的引腳或處理器可編程SCF面世， 這一局面才被打破。所以組成高階濾波器時(shí)需接多個(gè)反饋電阻。但是這類器件要獲得特定的顴率特性，反饋電阻的數(shù)值計(jì)算比較復(fù)雜。除了提供50：1和100：l的標(biāo)稱時(shí)鐘截止頻率比以外，用戶可通過改變反饋電阻以獲得需要的頻率比。在所有SCF中電阻編程SCF提供了最大的靈活性。多用型SCF從編程的類型來分可分為：電阻可編程、引腳可編程和處理器可編程ScF三種：① 電阻編程(Resi stor programmable)SCF電阻編程SCF包含了二階節(jié)的有源部分。一般每個(gè)芯片包含一個(gè)或數(shù)個(gè)二階節(jié)。所以二階節(jié)是濾波器中的基本單元。這樣的SCF顯然具有很大的靈活性。而多用型SCF芯片可實(shí)現(xiàn)各種類型的濾波形式。(2)多用型SCF預(yù)構(gòu)型SCF只能完成一種類型的濾波形式。時(shí)鐘和轉(zhuǎn)折頻率之比為50：1或100：l。片內(nèi)有振蕩器，因此用戶既可選擇外時(shí)鐘也可選擇內(nèi)時(shí)鐘來設(shè)置截止頻率。濾波器最大的截止頻率可達(dá)40kHz。預(yù)構(gòu)型SCF的一個(gè)典型側(cè)子是Exar公司的XR—1001/8系列產(chǎn)品。濾波器不需要外接的分立元件。(1)預(yù)構(gòu)型SCF每一類預(yù)構(gòu)型SCF實(shí)現(xiàn)一種專門類型(巴特沃斯低通、切比雪夫高通等)的濾波器。選用不同的參數(shù)可得到不同的濾波特性。2． 通用SCF與專用型SCF相比，通用型SCF能侈適應(yīng)用戶對(duì)濾波器特性的特定要求。1． 專用SCF在許多專用集成電路中，SCF只是其中的一部分， 用戶并不能直接使用； 另外的一些SCF蒼片是針對(duì)某一特定的應(yīng)用領(lǐng)域而專門設(shè)計(jì)的， 用戶一般不能對(duì)此類專用SCF的特性重新設(shè)置。目前市場(chǎng)上SCF產(chǎn)品品種繁多，并不斷有新的產(chǎn)品問世。濾波器特性的改變可在瞬間完成。相同的性能指標(biāo)如用SCF來實(shí)現(xiàn)就要簡單得多。濾波器的性能指標(biāo)稍有改變，則必須從頭開始選擇合適的分立元件值。(6)SCF得到廣泛應(yīng)用的最重要原因在于它的使用靈活方便性。(5)不需使用分立電容、電感元件。(4)SCF的通用性已經(jīng)接近了門電路或運(yùn)放的通用性。如轉(zhuǎn)折頻率的精度要求很高，可使用外接晶振提供穩(wěn)定的時(shí)鐘。所以SCF轉(zhuǎn)折頻率的精度也相應(yīng)提高。而一般集成電容的精度最高只能達(dá)到10％，因此集成的RC濾波器的頻率響應(yīng)誤差也將達(dá)到10％。(2)SCF的轉(zhuǎn)折頻率(或截止頻率)的精度較高。 SCF的主要特性在近年來SCF集成電路的開發(fā)和應(yīng)用中，SCF表現(xiàn)出許多優(yōu)異的特點(diǎn)。一個(gè)單極點(diǎn)有源積分器如圖(c)所示，其截止頻率f0為：f0=1/2RC (5)將R用開關(guān)電容電阻來代替(圖(d))可得： f0=fclk*Ca/2*Cb (6) 所以截止頻率與時(shí)鐘頻率和電容比Ca/Cb成正比。對(duì)于固定的Vin開關(guān)頻率越高單位時(shí)間內(nèi)流過的電荷越大，而電流是流過電荷的速率，所以電路中平均電流為：I＝Q/T=VinC/T=VinC*fclk (3)其中T是開關(guān)S1的開關(guān)周期，fclk=1／T是開關(guān)頻率。圖中輸入電壓Vin 通過開關(guān)S1和S2 加到C上，使電容充放電。圖 4－1說明了其工作原理。在集成電路中開關(guān)是由MOS晶體管的交替通斷來實(shí)現(xiàn)的。SCF的基本原理是以開關(guān)電容來模擬有源濾波器中的電阻月， 從而克服了集成電阻精度和穩(wěn)定性都差的缺點(diǎn)。DDS正弦500mVpp信號(hào)經(jīng)AD811放大10倍后既可得到5Vpp正弦信號(hào)，信號(hào)輸入到74HC14兩級(jí)施密特觸發(fā)器得到穩(wěn)定的5V TTL電平方波，作為MAX262時(shí)鐘源。 電路板的布線應(yīng)該保持盡可能地短，并應(yīng)該調(diào)整其長寬以最小化寄生效應(yīng)。 當(dāng)采用電容時(shí)，自諧振頻率至關(guān)重要，自諧振頻率在此頻率(400MHz)上下的電容毫無益處。根據(jù)放大器的速度和被放大的信號(hào)速度，可能要采用兩個(gè)數(shù)值大約相差10倍的陶瓷電容。電路板上常常有電壓調(diào)節(jié)器，這時(shí)，在電壓調(diào)節(jié)器供應(yīng)商推薦的電解電容之外，不必要采用額外的電解電容。表面安裝的陶瓷電源旁路電容要非常靠近該器件，典型距離小于3mm。對(duì)于更高的增益，一旦不能降低反饋電阻來提高增益，帶寬將受到損失，而且放大器開始呈現(xiàn)電壓反饋放大器的特性。增益設(shè)置電阻現(xiàn)在僅僅是56Ω，所以我們獲得的輸入緩沖電阻和增益設(shè)置電阻的值相近。這是因?yàn)榄h(huán)路增益很高，較大的電阻值對(duì)于穩(wěn)定性是必需這就是與電壓反饋架構(gòu)的主要差異。表3－7是來自器件的數(shù)據(jù)表，該表說明了對(duì)給定增益的推薦反饋電阻。為了保持穩(wěn)定性和最大的帶寬，在低增益時(shí)，反饋電阻要設(shè)置為較高的數(shù)值；隨著增益的上升，環(huán)路增益降低。由于放大器的交流特性部分地取決于反饋電阻，能夠針對(duì)每一個(gè)特定的應(yīng)用“量身定制”放大器。在甚至更好的情況下，該帶寬在很寬的增益范圍內(nèi)大部分都維持不變。因?yàn)榉答侂娮璧臄?shù)值實(shí)際上改變放大器的交流環(huán)路的動(dòng)態(tài)特性，所以能夠影響帶寬和穩(wěn)定性兩個(gè)方面。在直流時(shí)，互阻抗是一個(gè)非常大的數(shù)，并且像電壓反饋運(yùn)放一樣，它隨著頻率的增加具有單極點(diǎn)滾降特性。相比之下，電壓反饋放大器的輸入都是高阻。電流反饋運(yùn)放具有一個(gè)與差分對(duì)相對(duì)的輸入緩沖器，該輸入緩沖器大多數(shù)情況下常常是射極跟隨器或其它非常類似的電路。而電壓反饋放大器的帶寬隨著增益的增加降低，電流反饋放大器在很寬的增益范圍上維持其大部分帶寬不變，電流反饋運(yùn)算放大器沒有增益帶寬積的限制，其壓擺率(Slew Rate)不受內(nèi)部偏置電流的限制，但受三極管本身的速度限制。圖3－5 AD811放大電路AD811為電流反饋運(yùn)算放大器，電流反饋放大器不受基本增益帶寬積的限制，隨著信號(hào)幅度的增加，帶寬的損失非常小。在分割區(qū)上跨接0歐電阻，可以提供較短的回流路徑，減小干擾。電阻在所有頻帶上都有衰減作用(0歐電阻也有阻抗)，這點(diǎn)比磁珠強(qiáng)。電感體積大，雜散參數(shù)多，不穩(wěn)定?！　〈胖榈牡刃щ娐废喈?dāng)于帶阻限波器，只對(duì)某個(gè)頻點(diǎn)的噪聲有顯著抑制作用，使用時(shí)需要預(yù)先估計(jì)噪點(diǎn)頻率，以便選用適當(dāng)型號(hào)。如果把模擬地和數(shù)字地大面積直接相連，會(huì)導(dǎo)致互相干擾。如果不接在一起就是浮地，存在壓差，容易積累電荷，造成靜電。本電路中0歐姆電阻主要起第6和第7點(diǎn)作用。如地與地，電源和IC Pin間7,單點(diǎn)接地（指保護(hù)接地、工作接地、直流接地在設(shè)備上相互分開,各自成為獨(dú)立系統(tǒng)。5,在布線時(shí),如果實(shí)在布不過去了,也可以加一個(gè)0歐的電阻6,在高頻信號(hào)下，充當(dāng)電感或電容。2,可以做跳線用，如果某段線路不用，直接不貼該電阻即可（不影響外觀）3,在匹配電路參數(shù)不確定的時(shí)候，以0歐姆代替，實(shí)際調(diào)試的時(shí)候，確定參數(shù)，再以具體數(shù)值的元件代替。AD9851的模擬地與數(shù)字地，采用0歐姆電阻單點(diǎn)連接(R5)。綜合考慮，權(quán)衡各方面后，選取接在IOUT 、IOUTB端的電阻為50Ω，這樣，AD9851輸出信號(hào)的峰峰值為500mV。AD9851設(shè)計(jì)資料上介紹，允許由IOUT 、IOUTB端送出的最大滿度電流為20mA，當(dāng)送出的滿度電流值為10mA時(shí)，輸出信號(hào)的無雜散動(dòng)態(tài)范圍（SFDR）最好，因而本設(shè)計(jì)取IOUT＝10mA，對(duì)應(yīng)的得取RSET＝。AD9851生成的模擬信號(hào)由IOUT 、IOUTB端送出，該兩端對(duì)應(yīng)AD9851內(nèi)DA轉(zhuǎn)換器的差分電流輸出端，其滿度電流大小由接在RSET 端的電阻值大小決定。每傳輸一次8bits的控制碼后，需由軟件產(chǎn)生一個(gè)有效的W＿CLK上升沿信號(hào)，將控制碼送入AD9851輸入數(shù)據(jù)寄存器中，重復(fù)五次后即可將40bits的控制碼全部加載到AD9851內(nèi)部的數(shù)據(jù)寄存器中，最后產(chǎn)生一個(gè)有效的FQ＿UD上升沿信號(hào)，將40bits的控制碼全部加載到AD9851中的DDS頻率合成單元中，經(jīng)過13到18個(gè)時(shí)鐘周期后，就可以獲得所需要的頻率輸出信號(hào)。 轉(zhuǎn)換為相位調(diào)制字，準(zhǔn)備送往AD9851頻率控制輸出板。在進(jìn)行頻率控制時(shí)，首先送入相位調(diào)制碼、功率調(diào)節(jié)碼和輸入模式控制碼，然后送入32bits頻率控制碼。具體轉(zhuǎn)換關(guān)系為ΔPHASE＝fo／（REFCLK／232）。（4）D31～D0，用來控制AD9851輸出的頻率。（2）D37用來調(diào)節(jié)AD9851輸出的功率。在串行輸入模式下，模式控制碼為“11”。AD9851的數(shù)據(jù)輸入模式分為兩種：并行輸入模式和串行輸入模式?？梢院虯D9851的數(shù)據(jù)線直接相連接的單片機(jī)類型很多，本系統(tǒng)中選用的是凌陽公司生產(chǎn)的單片機(jī)SPCE061A。低電平清除DDS累加器和相位延遲器為0Hz和0 相位，同時(shí)置數(shù)據(jù)輸入為串行模式以及禁止6倍參考時(shí)鐘倍乘器工作。 圖3－3 AD9851IOUT：內(nèi)部DAC輸出端。DACBP：DAC旁路連接端。VINN：內(nèi)部比較器的負(fù)向輸入端。 VOUTN：內(nèi)部比較器負(fù)向輸出端。 DVDD：數(shù)字電源(+5Ｖ)。AVDD：模擬電源(+5Ｖ)。在直接方式中，輸入頻率即是系統(tǒng)時(shí)鐘；在6倍參考時(shí)鐘倍乘器方式，系統(tǒng)時(shí)鐘為倍乘器輸出。FREFCLOCK：外部參考時(shí)鐘輸入。WCLK：字裝入信號(hào)，上升沿有效。PGND：6倍參考時(shí)鐘倍乘器地。圖3－2 AD9851原理AD9851可以產(chǎn)生一個(gè)頻譜純凈、頻率和相位都可編程控制且穩(wěn)定性很好的模擬正弦波，這個(gè)正弦波能夠直接作為基準(zhǔn)信號(hào)源，或通過其內(nèi)部高速比較器轉(zhuǎn)換成標(biāo)準(zhǔn)方波輸出，作為靈敏時(shí)鐘發(fā)生器來使用。其中具有6倍參考時(shí)鐘倍乘器的DDS芯片是由32位相位累加器、正弦函數(shù)功能查找表、D/A變換器以及低通濾波器集成到一起。AD9851相對(duì)于AD9850的內(nèi)部結(jié)構(gòu)，只是多了一個(gè)6倍參考時(shí)鐘倍乘器，當(dāng)系統(tǒng)時(shí)鐘為180MHz時(shí)，在參考時(shí)鐘輸入端，只需輸入30MHz的參考時(shí)鐘即可。 AD9851本系統(tǒng)采用了美國模擬器件公司采用先進(jìn)DDS直接數(shù)字頻率合成技術(shù)生產(chǎn)的高集成度產(chǎn)品AD9851芯片。 （４）相位變化連續(xù) 　　改變ＤＤＳ輸出頻率，實(shí)際上改變的每一個(gè)時(shí)鐘周期的相位增量，相位函數(shù)的曲線是連續(xù)的，只是在改變頻率的瞬間其頻率發(fā)生了突變，因而保持了信號(hào)相位的連續(xù)性。只要增加相位累加器的位數(shù)Ｎ即可獲得任意小的頻率分辨率。ＤＤＳ的頻率轉(zhuǎn)換時(shí)間可達(dá)納秒數(shù)量級(jí)，比使用其它的頻率合成方法都要短數(shù)個(gè)數(shù)量級(jí)。但考慮到低通濾波器的特性和設(shè)計(jì)難度以及對(duì)輸出信號(hào)雜散的抑制，實(shí)際的輸出頻率帶寬仍能達(dá)到４０％ｆs。 Ｄ