【正文】 感謝父母的養(yǎng)育之恩，你們的支持是促使我前進的動力。感謝大學(xué)期間教導(dǎo)過我的各位老師，你們不僅教授我專業(yè)知識，還教會我做人與做事的方法。進一步提高LTspice軟件的應(yīng)用水平，為仿真與設(shè)計更多電源芯片打下良好的基礎(chǔ)。由于本人水平及經(jīng)驗的限制，本次設(shè)計還有很多不到位的地方，值得我在今后的學(xué)習(xí)研究中去完善，主要有以下幾個方面：研究DC/DC變換器的其它拓撲結(jié)構(gòu)，并將各種拓撲結(jié)構(gòu)的性能特點做比較。本文研究了BUCK型DC/DC變換器的主電路結(jié)構(gòu)及工作原理，分析了其穩(wěn)態(tài)及主要控制模式，并對LTC3854芯片進行了仿真驗證。 電感電流、負載電流及Q1控制信號波形圖第四章 結(jié)語近年來，DC/DC開關(guān)變換器以其轉(zhuǎn)換效率高、穩(wěn)壓范圍寬、功率密度比大、重量輕等優(yōu)點，廣泛應(yīng)用于電子產(chǎn)品中。Q1導(dǎo)通時，輸入電源向電感充入電流；Q1關(guān)斷時，電感中的能量轉(zhuǎn)換輸出。（a） 輸出電壓UOUT波形（b） Q1控制信號波形 輸出電壓與Q1控制信號波形保持仿真參數(shù)不變，觀測電感電流、負載電流及Q1控制信號波形。 LTC3854典型應(yīng)用電路 仿真及結(jié)果分析設(shè)置仿真參數(shù)：VIN=5 V,L1=6 μH,負載電阻RL= Ω，C1=660μF，開關(guān)管采用RJK0305DPB N型功率MOSFET，整流管采用RJK0301DPB N型功率MOSFET，工作頻率為400 KHz，仿真時間為6ms，得到輸出電壓UOUT= V， Q1控制信號占空比為20 %。C的工作溫度范圍內(nèi)具有177。 V基準，在40 186。防貫通保護防止功率MOSFET中的貫通電流。此外，LTC3854具有可調(diào)軟啟動，以控制接通時間并控制浪涌電流。輸出電流檢測測量輸出電感器 (DCR)或一個可選檢測電阻兩端的壓降。OPTILOOP174。恒定頻率電流模式架構(gòu)提供固定的400 KHz工作頻率。強大的片上MOSFET柵極驅(qū)動器使大功率外部MOSFET能夠用范圍為 V的輸出電壓產(chǎn)生高達20 A的輸出電流。 LTC3854特點及典型應(yīng)用電路電源主控芯片LTC3854為凌力爾特公司(Linear Technology Corporation)推出的纖巧2mm3mm DFN12封裝、寬輸入電壓范圍同步降壓型開關(guān)DC/DC控制器，該器件能驅(qū)動所有N溝道功率MOSFET級。第三章 降壓型開關(guān)電源芯片的仿真研究開關(guān)電源以其諸多優(yōu)點得到了廣泛的應(yīng)用。在負載較輕或者空載情況下，PFM模式的芯片功耗較低，效率較高。脈沖信號輸入到驅(qū)動邏輯以控制開關(guān)管和整流管的通斷，保持輸出電壓穩(wěn)定。當電感電流過高時，環(huán)路執(zhí)行電流限制，縮短開關(guān)管的導(dǎo)通時間，使電流下降。第二個環(huán)路具有電流限制功能。電路由兩個反饋環(huán)路構(gòu)成，一個是通過采樣輸出電壓監(jiān)視輸出電壓的環(huán)路；另一個是過流保護環(huán)路。在開關(guān)管關(guān)斷期間，負載靠電感和電容的供電，因此，PFM模式只適用于輕負載。這樣，控制輸出信號的脈沖寬度不變而開關(guān)周期變長，使占空比減小，從而起到穩(wěn)壓的作用。該高電平允許振蕩器輸出的方波經(jīng)觸發(fā)器驅(qū)動功率開關(guān)管。(1)電壓型PFM模式。PFM模式同樣分為電壓型和電流型。 脈沖頻率調(diào)制（PFM）[16] [19] [20]脈沖頻率調(diào)制（PFM）是將脈沖寬度固定，通過改變開關(guān)頻率來調(diào)節(jié)占空比。此技術(shù)可在高頻情況下提供較寬的負載范圍。由于電流型PWM模式中的輸出電流正比于開關(guān)電流或初級電流，所以能在逐個脈沖上控制輸出電流，從而電流型具有比電壓型更優(yōu)越的電源電壓和負載調(diào)整特性。當電流在采樣電阻RS上的幅度達到VEA電平時，PWM比較器狀態(tài)翻轉(zhuǎn)，觸發(fā)器復(fù)位，驅(qū)動撤除，功率管截止。 電壓型PWM模式BUCK變換器原理圖（2）電流型PWM模式，分為電流環(huán)路（交流環(huán)路）和電壓環(huán)路（直流環(huán)路）。電壓反饋控制分析如下：當輸出電壓升高時，反饋電壓VFB升高，誤差放大器的輸出電壓VEA下降，開關(guān)管的導(dǎo)通時間也下降，即占空比D減小，因而輸出電壓下降。圖中輸出電壓的采樣信號VFB與帶隙參考分壓后的參考電壓VREF比較，差值經(jīng)誤差放大器放大，得到誤差信號VEA，它與鋸齒波發(fā)生器產(chǎn)生的鋸齒波信號由PWM比較器比較，輸出一系列占空比變化的脈沖，控制開關(guān)管的通斷時間以得到穩(wěn)定的輸出電壓。在電壓型PWM模式中，變換器的占空比正比于實際輸出電壓與理想輸出電壓之間的誤差差值；在電流型PWM模式中，占空比正比于額定輸出電壓與變換器控制電流函數(shù)之間的誤差差值。受功率開關(guān)最小導(dǎo)通時間的限制，對輸出電源不能做寬范圍的調(diào)節(jié)；另外輸出端一般要接假負載，以防止空載時輸出高電壓。 脈沖寬度調(diào)制（PWM）[16] [17] [18]脈沖寬度調(diào)制（PWM）的特點是固定開關(guān)頻率，通過改變脈沖寬度來調(diào)節(jié)占空比。兩種方式都是利用反饋原理以得到穩(wěn)定的輸出。BUCK變換器的反饋控制方式也有兩種：電壓反饋和電流反饋。無論是改變開關(guān)導(dǎo)通時間(TON)還是開關(guān)周期(TS)，最終調(diào)節(jié)的都是脈沖占空比。因此，變換器若要工作在CCM下，其平均電感電流應(yīng)該大于其電感電流紋波的一半，即滿足： （215）是保證電感電流連續(xù)的最小電流，則保證電感電流連續(xù)的最小電感值為 （216）又因為，在占空比最小，即最大時最小電感值可表示為 （217） BUCK變換器控制原理BUCK變換器的控制方式主要有兩種:脈沖寬度調(diào)制（PWM）和脈沖頻率調(diào)制 (PFM)。 CCM和DCM模式的臨界狀態(tài)對于連續(xù)導(dǎo)通模式下，單個開關(guān)周期內(nèi)電感的平均電流 ，其中為電感電流紋波大小。 變換器工作在DCM時的波形圖 CCM和DCM的臨界條件如果開關(guān)管在下一個周期導(dǎo)通前電感電流就已經(jīng)下降到零，那么變換器就工作在不連續(xù)模式[15]。在單個開關(guān)周期內(nèi)，電感電流的增量為 (28)其中IPK為電感電流最大值。 （a） DCM模式下開關(guān)管關(guān)斷時的等效電路圖(IL0) (b) DCM模式下開關(guān)管關(guān)斷時的等效電路圖(IL=0) DCM模式下開關(guān)管關(guān)斷時的等效電路圖DCM模式和CCM 模式一樣，在一個開關(guān)周期內(nèi)電感首先被充電，然后放電。而開關(guān)管關(guān)斷時的工作狀態(tài)分為兩個階段：電感電流下降為零的階段和電感電流保持為零的階段。故輸出負載電流等于電感的平均電流，即 （27）。即 （24） （25）上式中代入和的表達式得到和的關(guān)系式為 （26）由此可知，通過調(diào)整占空比，可以調(diào)整輸出電壓。電感把儲存的能量提供給負載。則有 （21） 故在開關(guān)管導(dǎo)通狀態(tài)，電感電流增加為 （22）（2）功率開關(guān)管截至狀態(tài)（）