【正文】 119 鋸齒波電壓形成的方案較多 ， 如采用 自舉式電路 、恒流源電路 等；本電路采用恒流源電路：由 V VV3和 C2等元件組成 2) 鋸齒波的形成 V3 恒流源電路 V2截止時 ：恒流源對 C2充電 ， 其 電壓線性上升 ， 上升的斜率由充電電流決定（ RP2調(diào)節(jié) I1C） V2導(dǎo)通時： C2快速放電 。 V V8截止， 無脈沖 輸出。 ub4=0時， V4截止。 ub4= ， V4導(dǎo)通， A點電位迅速由 15V降至 1V，由于 C3兩端電壓不能突變，所以 V5基極電位降為 30V， V5立即截止，其集電極電壓上升，使 V V8導(dǎo)通， 輸出觸發(fā)脈沖 。 圖 254 同步信號為鋸齒波的觸發(fā)電路 116 G K 圖 254 同步信號為鋸齒波的觸發(fā)電路 117 +15V 控制電壓 脈沖 形成 G K 脈沖輸出 脈沖 放大 1) 脈沖形成環(huán)節(jié) 15V 118 脈沖前沿由 V4導(dǎo)通時刻確定，脈沖寬度與反向充電回路時間常數(shù) R11C3有關(guān)。 三個基本環(huán)節(jié)： 脈沖的形成與放大 、 鋸齒波的形成和脈沖移相 、 同步環(huán)節(jié) 。 大 、 中功率的變流器廣泛應(yīng)用的是 晶體管觸發(fā)電路 ，其中以 同步信號為鋸齒波的觸發(fā)電路 應(yīng)用最多 。 相控電路的驅(qū)動控制 為保證相控電路正常工作 ， 很重要的是應(yīng)保證按觸發(fā)角a的大小在正確的時刻向電路中的晶閘管施加有效的觸發(fā)脈沖 。 逆變失敗與最小逆變角的限制 113 相控電路的驅(qū)動控制 同步信號為鋸齒波的觸發(fā)電路 集成觸發(fā)器 （略） 觸發(fā)電路的定相 （略） 114 相控電路的驅(qū)動控制 逆變失敗與最小逆變角的限制 逆變時允許采用的最小逆變角 b 應(yīng)等于 bmin=? + g + q′ 112 g —— 換相重疊角的確定： 1) 查閱有關(guān)手冊 整流電壓 整流電流 變壓器容量 短路電壓比 Uk% g 220V 800A 240kV。 主要針對脈沖不對稱程度（一般可達(dá) 5?）。 111 2) 確定 最小逆變角 bmin的依據(jù) ? —— 晶閘管的關(guān)斷時間 tq折合的電角度 g —— 換相重疊角 q ′ —— 安全裕量角 tq大的可達(dá) 200~300ms，折算到電角度約 4?~5?。 110 換相重疊角的影響： 圖 247 交流側(cè)電抗對逆變換相過程的影響 b ?g 時，換相結(jié)束時，晶閘管能承受反壓而關(guān)斷。 換相的裕量角不足，晶閘管不能可靠關(guān)斷 。 晶閘管發(fā)生故障， 失去正常通斷能力 。 在三相橋式電路中，變壓器二次側(cè)線電流的有效值為： ddVT IIII 8 1 222 ???bb c o o 22 Ld UUU ????有源逆變狀態(tài)時各電量的計算： 109 逆變失敗與最小逆變角的限制 逆變失敗 （ 逆變顛覆 ） 逆變時，一旦換相失敗，外接直流電源就會通過晶閘管電路 短路 ，或使變流器的輸出平均電壓和直流電動勢變成 順向串聯(lián) ，形成很大 短路電流 。 三相橋式電路工作于有源逆變狀態(tài)，不同逆變角時的輸出電壓波形及晶閘管兩端電壓波形如圖 246所示。 把 a ? p /2時的控制角用 p? a ? b表示 ， b 稱為 逆變角 。 p /2? a ? p 時 ， 電路工作在 逆變 狀態(tài) 。 欲實現(xiàn)有源逆變 ， 只能采用 全控 電路 。 晶閘管的控制角 a p/2， 使 Ud為 負(fù)值 。 兩個電動勢同極性相接時， 電流總是從電動勢高的流向低 的，回路電阻小，可在兩個電動勢間交換很大的功率。 既工作在整流狀態(tài)又工作在逆變狀態(tài) ， 稱為 變流電路 。 無源逆變電路 —— 變流電路的交流側(cè)不與電網(wǎng)聯(lián)接 ， 而直接接到負(fù)載 ， 將在第 5章介紹 。 有源逆變電路 —— 交流側(cè)和電網(wǎng)連結(jié) 。 101 整流電路的有源逆變工作狀態(tài) 逆變的概念 三相橋整流電路的有源逆變工作狀態(tài) 逆變失敗與最小逆變角的限制 102 逆變的概念 1) 什么是逆變 ？ 為什么要逆變 ？ 逆變 （ Invertion） ：把直流電轉(zhuǎn)變成交流電 ， 整流的逆過程 。 4. 需用平衡電抗器，為保證電路能正常工作，其鐵心不能飽和。 時整流電壓波形 100 與其它可控整流電路相比，該電路具有以下特點： 1. 它相當(dāng)于兩組三相可控半波整流電路并聯(lián)，晶閘管導(dǎo)通角為 120176。 時整流電壓波形 α ＝ 60176。 時，其波形頻率為電網(wǎng)的三倍，近似于三角形波，其幅值為相電壓幅值的 1/2倍。 LB的兩端應(yīng)承受的電壓 uMN=uMP－ uNP。其輸出的電壓平均值也就升高至 ，即為空載電壓值。 ac o 2d UU ?97 若負(fù)載電流小于臨界電流（約為額定負(fù)載電流的 2%～5%），而達(dá)不到 LB鐵心中建立上述三角波電壓所需磁通的勵磁電流時，則 LB上的電壓達(dá)不到所要求值，這樣將不能維持兩組三相半波電路并聯(lián)工作。即： 2)(2)(2)( BABABBAAduuuuuuuuu ????????根據(jù)相電壓波形可求出 ud的波形，每周有六個波峰。每個晶閘管只負(fù)擔(dān) 1/6的 Id (導(dǎo)通的兩個管子并聯(lián)，圖 236)， 適用于輸出大電流的場合 。每個晶閘管的最大導(dǎo)通角為 120176。 ） 正極性組的整流電壓 輸出電壓 波形 晶閘管導(dǎo)通次序 平衡電抗器兩端電壓 uMN=uMP－ uNP 96 由上述分析可知： 1. 帶平衡電抗器雙反星形整流電路，相當(dāng)于正極性和反極性兩組三相半波可控整流電路的并聯(lián)。導(dǎo)電順序可依此類推。 過了 ωt2， uc電壓最高， VH2繼續(xù)導(dǎo)通且該支路電流較大 ，于是LB的感應(yīng)電動勢極性變反，提高 M點和 VH1陽極的電位，降低 N點和VH2陽極的電位，使二者陽極電位趨于相等，因而 VH1能繼續(xù)導(dǎo)通。 在 ωt1+時刻， Ua最高， VH1導(dǎo)通，電流通過 LB的 MO流至負(fù)載，在MO上產(chǎn)生的感應(yīng)電動勢極性是右正左負(fù)， UOM與 Ua極性相反 ，使 VH1的陽極電位降低了 uOM；由于 O點是 LB的中心抽頭，故 ON與 MO的感應(yīng)電動勢相等且極性一致，即 uON=uOM，這樣就提高了 N點電位，而且uON與 u－ b極性相同 ，將 VH6的陽極電位提高了 uON，從而使 VH6能與VH1同時導(dǎo)通。 wt1+?t1 wt1+?t2 93 為了提高 N點的電位，實現(xiàn)兩個晶閘管的同時導(dǎo)通，在六相半波可控整流電路中引入了平衡電抗器 LB。此時 UP=Ua，沒有平衡電抗器時UM=UN， VT6陰極電位比陽極電位高，即使觸發(fā)它也不能導(dǎo)通。每個時刻只有一個管子導(dǎo)通，利用率低。 對平衡電抗器作用的理解是掌握雙反星形電路原理的關(guān)鍵 。 因晶閘管導(dǎo)電時間短 ， 變壓器利用率低 ， 極少采用 。 圖 236 雙反星形電路， a =0?時兩組整流電壓、電流波形 t w w t ud1 ua ub uc ia ud2 ia w t w t ua ub uc uc dI61dI21dI21 dI6191 雙反星形電路中如不接平衡電抗器，即成為 六相半波整流電路 ： 只能有一個晶閘管導(dǎo)電 ， 其余五管均阻斷 ， 每管最大導(dǎo)通角為 60o， 平均電流為 Id/6。 與三相橋式電路相比 ， 雙反星形電路的輸出電流可大一倍 。 a b c a b cV T5V T6Rf zLL BMNoP二次側(cè)兩繞組的極性相反可 消除鐵芯的直流磁化 。 可減少交流側(cè)輸入電流的諧波或提高功率因數(shù)，從而減小對供電電網(wǎng)的干擾。引言 帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路特點： 適用于 低電壓 、 大電流 的場合。 a 從 90?~ 180?之間電路工作于有源逆變工作狀態(tài) ， ud的諧波幅值隨 a 增大而減小 。 整流輸出電壓和電流的諧波分析 86 a 不為 0?時的情況 ： 整流電壓諧波的一般表達(dá)式十分復(fù)雜，下面只說明諧波電壓與 a 角的關(guān)系。 當(dāng) m一定時 ， 隨諧波次數(shù)增大 ， 諧波幅值迅速減小 ， 表明最低次 （ m次 ） 諧波是最主要的 ， 其它次數(shù)的諧波相對較少；當(dāng)負(fù)載中有電感時 ， 負(fù)載電流諧波幅值 dn的減小更為迅速 。 圖 233 a =0?時， m脈波整流電路的整流電壓波形 a =0?時 ， m脈波整流電路的整流電壓和整流電流的諧波分析 。 電容濾波的不可控整流電路 交流側(cè) 諧波和功率因數(shù)分析 實際應(yīng)用的電容濾波三相不可控整流電路中通常有濾波電感 。 諧波與基波的關(guān)系是不固定的 。 1次 ， k =1， 2， 3… 。 諧波大小受負(fù)載和濾波電感的影響。 越大，則諧波越小。 諧波次數(shù)越高，諧波幅值越小。 1,k=1,2,3,… 82 電容濾波的不可控整流電路 交流側(cè) 諧波和功率因數(shù)分析 實用的單相不可控整流電路采用感容濾波 。 各次諧波有效值與諧波次數(shù)成反比 ， 且與基波有效值的比值為諧波次數(shù)的倒數(shù) 。 以 a =30?為例 ， 此時 ，電流為正負(fù)半周各 120?的方波 ， 其有效值與直流電流的關(guān)系為： 帶阻感負(fù)載時可控整流電路 交流側(cè) 諧波和功率因數(shù)分析 a= 30176。 ? 各次諧波有效值與諧波次數(shù)成反比 ， 且與基波有效值的比值為諧波次數(shù)的倒數(shù) 。 忽略電壓中的諧波時，還可定義為： Q f =U I 1 sin? 1 在非正弦情況下， ，因此引入 畸變功率 D，使得： 222 fQPS ??2222 DQPS f ??? 諧波和無功功率分析基礎(chǔ) Q f為由基波電流所產(chǎn)生的無功功率， D是諧波電流產(chǎn)生的無功功率。 非正弦電路的有功功率 ： P=U I1 cos?1 基波因數(shù)： n =I1 / I，基波電流有效值和總電流有效值之比 位移因數(shù) （基波功率因數(shù)）： cos? 1 功率因數(shù)由 基波電流相移 和 電流波形畸變 這兩個因素共同決定的。 影響電網(wǎng)的質(zhì)量 ：電力系統(tǒng)中的諧波能使電網(wǎng)的 電壓與電流波形發(fā)生畸變 ，從而降低電網(wǎng)電壓，浪費電網(wǎng)的容量 3) 諧波的危害 74 75 2） 功率因數(shù) 正弦電路中的情況 功率因數(shù) l 定義為有功功率 P和視在功率 S的比值： ?l c o s?? SP 此時無功功率 Q與有功功率 P、視在功率 S之間有如下關(guān)系： 222 QPS ?? 諧波和無功功率分析基礎(chǔ) 有功功率： P= UI cos? 視在功率： S=UI 無功功率： Q=U I sin? U、 I為電壓電流的有效值； ? 為電流滯后于電壓的相位差 76 非正弦電路中的情況 有功功率、視在功率、功率因數(shù)的定義均和正弦電路相同，功率因數(shù)仍由式 l=P/S 定義。 影響繼電保護(hù)和自動裝置的工作可靠性 ：特別對于 電磁式繼電器 來說，電力諧波常會引起繼電保護(hù)及自動裝置誤動或拒動，使其動作失去選擇性，可靠性降低，容易造成系統(tǒng)事故，嚴(yán)重威脅電力系統(tǒng)的安全運行。 ? 奇次諧波引起的危害比偶次諧波更多更大 。 1次諧波 ，例如 1 1 1 19等。 ? 在平衡的三相系統(tǒng)中 ，由于對稱關(guān)系，偶次諧波已經(jīng)被消除了， 只有奇次諧波存在 。當(dāng)電流流經(jīng)負(fù)載時，與所加的電壓不呈線性關(guān)系，就形成 非正弦電流，即電路中有諧波產(chǎn)生 。 71 諧波和無功功率分析基礎(chǔ) 1） 諧波 對于非正弦波電壓 ， 滿足狄里赫利條件 ， 分解為 傅里葉級數(shù) 正弦波電壓可表示為： )s i n (2)(utUtu ?w ??基波（ fundamental） —— 頻率與工頻相同的分量 諧波 —— 頻率為基波頻率大于 1整數(shù)倍的分量 諧波次數(shù) —— 諧波頻率和基波頻率的整數(shù)比 n次諧波電流 含有率 HRIn（ Harmonic Ratio for In） : %1 0 01?? IIH R I nn In表示第 n次諧波電流有效值 %1001?? IITH D hi電流 諧波總畸變率 THDi（ Total Harmonic distortion） : Ih表示總諧波電流有效值 72 諧波和無功功率分析基礎(chǔ) 2） 諧波的產(chǎn)生 ? 用 傅立葉 分析原理，能夠把 非正弦曲線信號分解成基本部分和它的倍數(shù) 。 導(dǎo)致繼電保護(hù)和自動裝置的誤動作 。 影響用電設(shè)備的正常工作 。 線路壓降增大 ， 沖擊性負(fù)載使電壓劇烈波動 。 無功的危害： 導(dǎo)致設(shè)備容量增加 。 26U（ 1） 輸出電壓平均值 空載時