【正文】 97 多重化整流電路 移相 30?構(gòu)成的串聯(lián) 2重聯(lián)結(jié)電路 圖 241 移相 30?串聯(lián) 2重聯(lián)結(jié)電路 圖 242 移相 30?串聯(lián) 2重聯(lián)結(jié)電路電流波形 整流變壓器二次繞組分別采用星形和三角形接法構(gòu)成相位相差30?、大小相等的兩組電壓。 使用 平衡電抗器 來平衡 2組整流器的電流。 96 多重化整流電路 1) 移相多重聯(lián)結(jié) 圖 240 并聯(lián)多重聯(lián)結(jié)的 12脈波整流電路 有 并聯(lián)多重聯(lián)結(jié) 和 串聯(lián)多重聯(lián)結(jié) 。 原理： 按照一定的規(guī)律將兩個(gè)或更多的相同結(jié)構(gòu)的整流電路 進(jìn)行組合得到。 兩種電路中，晶閘管的導(dǎo)通及觸發(fā)脈沖的分配關(guān)系一樣， ud和 id的 波形形狀一樣 。 94 整流電壓平均值與三相半波整流電路的相等，為 : Ud= U2 cos a 將雙反星形電路與三相橋式電路進(jìn)行比較可得出以下結(jié)論： 三相橋?yàn)閮山M三相半波 串聯(lián) ，而雙反星形為兩組三相半波 并聯(lián) ，且后者需用平衡電抗器。 u a 39。 u b 39。 u b u c u c 39。 u a 39。 60 ? a 。 。 電感負(fù)載 情況下 ， 移相范圍是90?。 93 a =30?、 a =60?和 a =90?時(shí)輸出電壓的波形分析 圖 239 當(dāng) a =30?、 60?、 90?時(shí)，雙反星形電路的輸出電壓波形 分析輸出波形時(shí) ， 可先求出 ud1和 ud2波形 ， 然后根據(jù)式 （ 298）做出波形 ( ud1+ud2 ) / 2。 u b 39。 w t 1 w tt b) a) u a u b u c u c 39。 直流平均電壓為： 20 UU d ?u , u w u p d1 d2 O O 60 176。 )(212121 d2d1pd1pd2d uuUuuuu ??????（ 298） 諧波分析 分析詳見 P75P76。 92 由上述分析以可得 ： 圖 237 平衡電抗器作用下輸出電壓的波形和平衡電抗器上電壓的波形 平衡電抗器中點(diǎn)作為整流電壓輸出的負(fù)端，其輸出的整流電壓瞬時(shí)值為兩組三相半波整流電壓瞬時(shí)值的平均值。 u b 39。 w t1 w ttb) a) u a u b u c u c 39。 21 dd uu ?0p ?uw u p u d1 , u d2 O O 60 176。 此時(shí) VT VT2同時(shí)導(dǎo)電 。 之后 ub′ ua ， 則流經(jīng) ub′相的電流要減小 ， 但 Lp有阻止此電流減小的作用 ， up的極性反向 ， Lp仍起平衡的作用 ， 使 VT6繼續(xù)導(dǎo)電 。 91 原理分析 (續(xù) )： 圖 237 平衡電抗器作用下輸出電壓的波形和平衡電抗器上電壓的波形 圖 238 平衡電抗器作用下 兩個(gè)晶閘管同時(shí)導(dǎo)電的情況 雖然 ， 但由于 Lp的平衡作用 ， 使得晶閘管 VT6和 VT1同時(shí)導(dǎo)通 。 u b 39。 w t1 w ttb) a) u a u b u c u c 39。 可導(dǎo)出 Lp兩端電壓 、 整流輸出電壓的數(shù)學(xué)表達(dá)式如下： 1tww u p u d1 , u d2 O O 60 176。 90 平衡電抗器工作 原理分析 ： 圖 237 平衡電抗器作用下輸出電壓的波形和平衡電抗器上電壓的波形 圖 238 平衡電抗器作用下 兩個(gè)晶閘管同時(shí)導(dǎo)電的情況 平衡 電抗器 Lp承擔(dān)了 n n2間的電位差 ， 它補(bǔ)償了 ub′和 ua的電動(dòng)勢(shì)差 ， 使得 ub′和 ua兩相的晶閘管能同時(shí)導(dǎo)電 。 平衡電抗器的作用： 使得兩組三相半波整流電路同時(shí)導(dǎo)電 。 當(dāng) ? =0o 時(shí) ， Ud為 ， 比三相半波時(shí)的 。 為了使兩組電流盡可能 平均分配 ，一般使 Lp值足夠大，以便限制環(huán)流在負(fù)載額定電流的 1%～ 2%以內(nèi)。 兩個(gè)星形的中點(diǎn) n1和 n2間的電壓等于 ud1和 ud2之差 。 O w t O O w t O I d 1 2 I d 1 6 I d 1 2 I d 1 6 88 接平衡電抗器的原因： 兩組整流電壓 平均值相等 ， 但 瞬時(shí)值不等 。 u b 39。 u c 39。 87 繞組的極性相反的目的： 消除直流磁通勢(shì) 如圖可知，雖然兩組相電流的瞬時(shí)值不同，但是 平均電流相等 而 繞組的極性相反 ，所以直流安匝互相抵消。 平衡電抗器 是為保證兩組三相半波整流電路能同時(shí)導(dǎo)電 。 86 電路結(jié)構(gòu)的特點(diǎn) 圖 235 帶平衡電抗器的 雙反星形可控整流電路 二次側(cè)為兩組 匝數(shù)相同極性相反 的繞阻 ， 分別接成兩組三相半波電路 。 多重化整流電路的特點(diǎn)： 在采用相同器件時(shí)可達(dá)到更大的功率。 84 大功率可控整流電路 帶平衡電抗器的雙反星形 可控整流電路 多重化整流電路 85 大功率可控整流電路 )U2Lcn2圖 234 三相全控橋電流連續(xù)時(shí)，以 n為參變量的與 a 的關(guān)系 以 n為參變量， n次諧波幅值對(duì) a 的關(guān)系如圖 234所示： 當(dāng) a 從 0?~ 90?變化時(shí) ， ud的諧波幅值隨 a 增大而增大 ， a =90?時(shí)諧波幅值最大 。 83 整流輸出電壓和電流的諧波分析 a 不為 0?時(shí)的情況 ： 整流電壓諧波的一般表達(dá)式十分復(fù)雜，下面只說明諧波電壓與 a 角的關(guān)系 。 當(dāng) m一定時(shí) ， 隨諧波次數(shù)增大 ， 諧波幅值迅速減小 ， 表明最低次 （ m次 ） 諧波是最主要的 ， 其它次數(shù)的諧波相對(duì)較少；當(dāng)負(fù)載中有電感時(shí) ， 負(fù)載電流諧波幅值 dn的減小更為迅速 。 圖 233 a =0?時(shí)， m脈波整流電路的整流電壓波形 a =0?時(shí) ， m脈波整流電路的整流電壓和整流電流的諧波分析 。 隨負(fù)載加重 （ wRC的減小 ） ， 總的功率因數(shù)提高；同時(shí) ， 隨濾波電感加大 ， 總功率因數(shù)也提高 。 諧波與基波的關(guān)系是不固定的 。 1次 ， k =1， 2， 3… 。 80 電容濾波的不可控整流電路 交流側(cè)諧波和功率因數(shù)分析 2) 三相橋式不可控整流電路 實(shí)際應(yīng)用的電容濾波三相不可控整流電路中通常有濾波電感 。 LCw關(guān)于功率因數(shù)的結(jié)論如下： 位移因數(shù)接近 1，輕載超前，重載滯后。 諧波與基波的關(guān)系是不固定的。 電容濾波的單相不可控整流電路交流側(cè)諧波組成有如下規(guī)律： 諧波次數(shù)為奇次。 各次諧波有效值與諧波次數(shù)成反比 ， 且與基波有效值的比值為諧波次數(shù)的倒數(shù) 。 以 a =30?為例 ， 此時(shí) ，電流為正負(fù)半周各120?的方波 ， 其有效值與直流電流的關(guān)系為： d32 II ? （ 278） t u d1 a = 30176。 ? 各次諧波有效值與諧波次數(shù)成反比 ， 且與基波有效值的比值為諧波次數(shù)的倒數(shù) 。 也可仿照式（ 261）定義無功功率，為和式（ 267）區(qū)別，采用符號(hào) Qf，忽略電壓中的諧波時(shí)有： Q f =U I 1 sinj 1 (268） 在非正弦情況下， ，因此引入 畸變功率 D，使得： （ 269） 222 fQPS ??2222 DQPS f ???Q f為由基波電流所產(chǎn)生的無功功率， D是諧波電流產(chǎn)生的無功功率。 74 諧波和無功功率分析基礎(chǔ) 非正弦電路的無功功率 定義很多 ， 但尚無被廣泛接受的科學(xué)而權(quán)威的定義 。 不考慮電壓畸變 ， 研究電壓為正弦波 、 電流為非正弦波的情況有很大的實(shí)際意義 。 對(duì)通信系統(tǒng)造成干擾 。 引起電網(wǎng)局部的諧振 ， 使諧波放大 ， 加劇危害 。 諧波的危害： 降低設(shè)備的效率 。 使設(shè)備和線路的損耗增加 。引言 隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展，其應(yīng)用日益廣泛，由此帶來的 諧波 (harmonics)和 無功 (reactive power)問題日益嚴(yán)重，引起了關(guān)注。 圖 232 考慮電感時(shí)電容濾波的三相橋式整流電路及其波形 a）電路原理圖 b）輕載時(shí)的交流側(cè)電流波形 c）重載時(shí)的交流側(cè)電流波形 b) c) i a i a O O w t w t 68 2) 主要數(shù)量關(guān)系 （ 1） 輸出電壓平均值 Ud在 （ ~） 之間變化 （ 2） 電流平均值 輸出電流平均值 IR為： IR = Ud /R （ 251） 與單相電路情況一樣 ， 電容電流 iC平均值為零 ， 因此： Id =IR （ 252） 二極管電流平均值為 Id的 1/3， 即： ID = Id / 3=IR/ 3 （ 253） （ 3） 二極管承受的電壓 二極管承受的最大反向電壓為線電壓的峰值，為 。假設(shè)在 wt?? ?2p/3的時(shí)刻 “ 速度相等 ” 恰好發(fā)生，則有 圖 231 電容濾波的三相橋式整流電路當(dāng) wRC等于和小于 時(shí)的電流波形 a） wRC= b） wRC 33 3由上式可得 （ 250） a) b) w t w t w t w t i d ia i d O O O O ia 67 考慮實(shí)際電路中存在的交流側(cè)電感以及為抑制沖擊電流而串聯(lián)的電感時(shí)的工作情況： 電流波形的前沿平緩了許多 ， 有利于電路的正常工作 。 圖 230 電容濾波的三相橋式不可控整流電路及其波形 a) b) O i a u d i d u d u ab u ac 0 ? q w t p p 3 w t 66 32=+t)]32(t[RC1232=+t2t)(d32s i n6d)(d)]+ts i n (6[dp?w?pwwp?wwpwqw ????????eUtU 電流 id 斷續(xù)和連續(xù)的 臨界條件 wRC= 33在輕載時(shí)直流側(cè)獲得的充電電流是斷續(xù)的，重載時(shí)是連續(xù)的，分界點(diǎn)就是 R= /wC。 圖 229 感容濾波的單相橋式不可控整流電路及其工作波形 a） 電路圖 b）波形 a) b) u 2 u d i 2 0 ? q p w t i 2 , u 2 , u d 65 1） 基本原理 某一對(duì)二極管導(dǎo)通時(shí)， 輸出電壓等于交流側(cè)線電壓中最大的一個(gè) ，該線電壓既向電容供電，也向負(fù)載供電。 (T為交流電源的周期 ) 2d 2UU ?2/)5~3( TRC ? （ 246） 64 感容濾波的二極管整流電路 實(shí)際應(yīng)用為此情況 ， 但分析復(fù)雜 。 重載時(shí) ， Ud逐漸趨近于 ， 即趨近于接近電阻負(fù)載時(shí)的特性 。 b) 0 i u d q ? p 2 p w t i , u d a) + R C u 1 u 2 i 2 VD 1 VD 3 VD 2 VD 4 i d i C i R u d 至 之后， VD1和 VD4關(guān)斷 ， 電容開始以指數(shù)規(guī)律放電。 1） 工作原理及波形分析 圖 226 電容濾波的單相橋式不可控整流電路及其工作波形 a) 電路 b) 波形 基本工作過程 ： 在 u2正半周過零點(diǎn)至 wt=0期間，因 u2ud，故二極管均不導(dǎo)通，電容 C向 R放電 ，提供負(fù)載所需電流。 由于電路中的電力電子器件采用整流二極管 ， 故也稱這類電路為 二極管整流電路 。 60 電容濾波的不可控整流電路 電容濾波的單相不可控整流電路 電容濾波的三相不可控整流電路 61 電容濾波的不可控整流電路 在交 — 直 — 交變頻器 、 不間斷電源 、 開關(guān)電源等應(yīng)用場(chǎng)合中 ， 大量應(yīng)用 。 換相時(shí)晶閘管電壓出現(xiàn)缺口，產(chǎn)生正的 du/dt，可能使晶閘管誤導(dǎo)通，為此必須 加吸收電路 。 晶閘管 的 di/dt 減小，有利于晶閘