【正文】 環(huán)路的開環(huán)傳遞函數(shù)： ? ? ? ? ? ?2 2221 2 11 S STSTN TKKSG nTVD ???? ? (48) 由 ?jS? 得： ? ? ? ?2 22 1 ???? TjjG n ??， 西安電子科技大學本科畢業(yè)論文 42 則 ︱ ? ?rjG? ︳ = 1142224 ??Trn T??? ， (49) 將nT ??22 ?代入 (49)得 014 24 ???????????????nTnT ????? 。 運用伯德準則來判斷環(huán)路是否穩(wěn)定，環(huán)路穩(wěn)定的條件為： ︱ ? ?rjG? ︳ =1；∠ ? ?rjG? ﹤ ? 。根據(jù)需要所設計的環(huán)路濾波器如下圖所示： 圖 4— 2 環(huán)路濾波器 C Enh eBmod eSmod R5 R4 R8 R7 ene_Pr 1 1 X 0 0 0 0 0 M6 M5 M4 M3 M2 M1 M0 R3 0 1 0 1 1 1 1 0 R2 R1 R0 A3 A2 A1 A0 0 0 1 0 0 0 0 R1 R1 R2 R2 + C C 西安電子科技大學本科畢業(yè)論文 41 集成鎖相芯片選 PE3336，環(huán)路濾波器選有源濾波器。到此，就確定了置碼值，表示成二進制，即下表所列。 確定直接方式的置碼 綜合考慮采用 1OMHz的晶振作為 PE3336的 rf 信號，并采用 5MHz作為鑒相頻率比較合適，這樣就可確定 R為 1。我在這用直接接口模式。 當 1?Enh 時 PE3336處于工作模式，當 0?Enh 時 PE3336處于測試工作狀態(tài)。 PD_D 和 PD_U 兩輸出進行邏輯與非且串接 2kQ電阻得到 Cext,Cext外接旁路積分電容。 PD_U 和 PD_D 脈沖信號驅動有源低通濾波器，且產生控制 VCO頻率的調諧電壓。 rf R 計數(shù)器 cf D ? ?0:7Sdata Control A(3:0) R(5:0) M(8:0) 模數(shù)選擇 Fin Fin 10/11 prescaler M 計數(shù)器 鑒 相 器 R Cext LD PD_U PD_D pf 西安電子科技大學本科畢業(yè)論文 39 (3 ) 鑒相器 鑒相器由 主分頻器輸出 pf 和參考分頻器輸出 cf ,的上升沿觸發(fā)，它有 PD_U 和 PD_D 兩個輸出。直通到鑒相器。 (2 )參考分頻器通道 參考分頻器通道對參考頻率 rf 分頻獲得鑒相器的比較頻率 cf ， cf 是 6bitR 計數(shù)器的輸出。 由上面 A的限制可知 :若要獲得連續(xù)信道， Fin必須大于或等于 90 ? ?? ?1/ ?Rfr 。 pre_en設置為低時10/11前置分頻器有源， pre_en 設置為高時允許 Fin 旁路前置分頻器且與前置分頻器無源。 本課題所設計的頻率合成器的技術指標主要有： （ 1） 相位噪聲： 60dBc/Hz10KHz （ 2） 雜散抑制： 90dB： （ 3） 輸出阻抗： 50Ω； （ 4） 頻率穩(wěn)定度：優(yōu)于 s?10 ；（連續(xù)工作 8 小時內）； （ 5） 頻率準確度：優(yōu)于 s?10 ； （ 6） 信號變換時間： 10ms。隨著鎖相環(huán)技術的成熟以及器件性能的不斷提高，現(xiàn)在的集成數(shù)字鎖相環(huán)頻率合成器可以輸出高達 的頻率信號，而且雜散較小，相位噪聲較低，在現(xiàn)代通信技術中已得到廣泛應用。各噪聲信號在頻譜上的分布大致如圖（ 4— 2）所示。單邊帶功率與總的信號功率之比。 非諧波的寄生噪聲低于所需信號 80～ 90dB，而諧波低于 25dB。這種寄生的噪聲信號頻譜可以是固定對稱在所選頻率兩邊，也可以是變化的。它表征了輸出信號的頻譜純度，所謂頻譜純度是指輸出信號接近正弦波的程度。通常要求頻率合成器人工轉換頻率的時間較快，同時要求鎖相環(huán)路的捕捉時間低于幾十毫秒。 （ 4） 頻率轉換時間 頻率轉換時間是指頻率合成器從某一頻率轉換到另一頻率所需要的時間。頻率合成器的長期穩(wěn)定度和精確度直接取決于內部或外部標準頻率源的穩(wěn)定度和精確度。 （ 3） 頻率的穩(wěn)定度 通常 ，頻率合成器具有良好的長期穩(wěn)定度。當然，各個頻率的信號不是同時存在的，即頻率合成器在某一時刻只能輸出某一個頻道信號。 N 247。 頻率合成器的主要性能指標 （ 1） 頻率范圍 頻率范圍是指頻率合成器輸出 maxmin ~ ff 之間的變化范圍，也可定義為頻率覆蓋系數(shù) m in0m ax0 / ffk ? 表示，當頻率覆蓋系數(shù) k2~3 時，整個頻段可以劃分幾個分頻段（每個分頻段采用獨立的環(huán)路濾波器與壓控振蕩器），頻率覆蓋系數(shù)表示為 k1， k2， k3 ?，在頻率合成器中，分頻段的頻率覆蓋系數(shù)一般取決于 VCO 的頻率覆蓋系數(shù)。 西安電子科技大學本科畢業(yè)論文 35 鎖相環(huán)路對高穩(wěn)定度的參考振蕩器（通常是晶體振蕩器）鎖定，環(huán)路串接可編程的程序分頻器，通過變成改變程序分頻器的分頻比 ，從而獲得 N/R 倍于參考頻率的穩(wěn)定輸出。據(jù)此設計出合適的環(huán)路濾波器，以滿足課題設計要求。本課題所設計的是輸出頻率為 500—1000MHz 頻率可控的鎖相式頻率合成器。 第四章 頻率合成器設計方案 鎖相頻率合成的基本方法是：鎖相環(huán)路對高穩(wěn)定度的參考振蕩器（通常是晶體振蕩器）鎖定，環(huán)路串接可編程的程序分頻器，通過編程改變程序分頻器的分頻比 N，從而 就得到 N 倍參考頻率的穩(wěn)定輸出。換言之， n? 越大，環(huán)路濾除壓控振蕩器相位噪聲的效果越好。其物理意義為：鎖相環(huán)路對壓控振蕩器相當于負反饋電路，由于環(huán)路低通濾波器的作用，頻率越高，負反饋的作用越小，即旁頻離載頻越遠，環(huán)路對它的抑制能力越弱。設壓控振蕩器相位噪聲等效為理想的無噪聲壓西安電子科技大學本科畢業(yè)論文 33 控振蕩器與 一個隨機相位噪聲為 ()nVt? 的噪聲源相加的結果，環(huán)路的相位模型如圖（ 3— 7）所示。因為環(huán)路的輸入?yún)⒖夹盘柺怯删w振蕩器提供的信噪比較高的信號，所以對環(huán)路等效噪聲帶寬的要求不占主要地位。調制頻率低的相位噪聲可較順利地通過，調制頻率高的相位噪聲將被衰減，即對隨機相位噪聲環(huán)路只讓輸入信號載頻附近的旁頻噪聲成分通過，而濾除遠離載頻的噪聲成分，其濾波性能取決于環(huán)路等效噪聲帶寬 BL。從濾除輸入相位噪聲的角度考慮， BL 越小環(huán)路濾除噪聲的能力越強。根據(jù)式（ 3— 23）的定義，可導出它的物理意義。 圖 3— 6 存在輸入噪聲時的 環(huán)路線性化模型 設又輸入相位噪聲 ()nrt? 產生的環(huán)路輸出相位噪聲為 ()not? ，利用環(huán)路閉環(huán)頻率特性 ( 2 )H j f? 與輸入相位噪聲功能譜密度 ()nrSf?可求得輸出相位噪聲功率譜密度 ()noSf?為： 2( ) ( ) ( 2 )n o n rS f S f H j f?? ?? 3— 19 方差為 ??tr? ??t0? ??te? Kd ??tVd ??tVc ??t0? ??pF PK0 西安電子科技大學本科畢業(yè)論文 32 220( ) ( 2 )no nrS f H j f d f?????? ? ()nr LS f B?? 3— 20 若輸入相位噪聲為白噪聲，那么 ()nrSf?對所有的頻率均為常數(shù)，即： ()nrS f n? ??常數(shù) 3— 21 則環(huán)路輸出相位噪聲方差為 220 ( 2 )no n H j f df????? ? 3— 22 式中： 20 ( 2 )LB H j f d f???? （ Hz） 3— 23 稱為環(huán)路等效單邊噪聲帶寬。只要輸入噪聲不強，有噪聲引起的環(huán)路輸出相位噪聲也較小，這樣可以用線性模型進行分析。因為噪聲是隨機的，在壓控振蕩器的輸出中亦引起隨機相位噪聲。當環(huán)路鎖定以后，在輸入噪聲作用下，鑒相器 就會有噪聲電壓輸出。在此，主要討論環(huán)路對鑒相器輸入加性噪聲和壓控振蕩器加行噪聲的抑制特性。環(huán)路在不同應用場合 ，各種噪聲和干擾的強度及其所造成的后果不同。噪聲太大甚至會使環(huán)路跳周或失鎖，以至環(huán)路不能正常工作。但由于他更直觀，因此在解決系統(tǒng)的校正問題時，尼柯爾圖有其獨特的優(yōu)點。通常就是根據(jù)波特圖來繪制尼柯爾圖的，只要將波特圖上確定的增益余量與相位余量的特殊點在尼柯爾圖上標出，那么尼柯爾圖就可以 用于確定系統(tǒng)穩(wěn)定與否及穩(wěn)定程西安電子科技大學本科畢業(yè)論文 30 度。 波特準則是工程上更為常見的一種方法，因為它更便于用實驗的方法，或根據(jù)系統(tǒng)每個環(huán)節(jié)的頻率特性來求得系統(tǒng)的頻率特性。因此，奈奎斯特準則得到廣泛應用。 （ 3） 勞斯 — 霍爾維茨準則 這種方法不必求出根值，而直接利用特征方程的系數(shù)，確定其是否含有正實部根的數(shù)目。根據(jù)軌跡是在左半平面還是在右半平面，判斷其是否穩(wěn)定。 （ 1） 古典直接求解 這在一般情況下很復雜，只有當特征方程已知且比較簡單時采用。 對于一個線性化單位反饋的鎖相環(huán)路，環(huán)路閉環(huán)傳遞函數(shù)如下式所示， 西安電子科技大學本科畢業(yè)論文 29 即 21() ()() ( ) ( )s K F sHs s s K F s???? ? 因此，根據(jù)線性系統(tǒng)穩(wěn)定的充要條件，判斷環(huán)路是否穩(wěn)定，并不一定要解出特征方程 ( ) 0s KF s??的根，而只要判斷方程的根是否具有實部；或者，可檢查閉環(huán)傳遞函數(shù) ()Hs的全部極點是否處于 s 平面的左半平面內。因此，研究系統(tǒng)穩(wěn)定性與環(huán)路參數(shù)之間的關系是分析 PLL 性能的任務之一。 線性系統(tǒng)的穩(wěn)定性由系統(tǒng)本身的參數(shù)和結構決定，而與輸入信號及外來干擾的強弱無關。前者又叫大穩(wěn)定性問題，研究與捕捉帶有關的問題；后者又叫小穩(wěn)定性問題，研究同步狀態(tài)下的問題，既線性化系統(tǒng)穩(wěn)定性問題。 由于系統(tǒng)的非線性，其穩(wěn)定性與外界干擾的強弱有關。分析環(huán)路的穩(wěn)定性就是要力求避免這些不穩(wěn)定因素，保證系統(tǒng)穩(wěn)定可用。而實際工作中，鎖相環(huán)路作為一種反饋控制系統(tǒng)，不可 避免地存在不穩(wěn)定的潛在因素。 環(huán)路誤差頻率特性具有高通性質，可以理解為：當環(huán)路輸入相位的變化頻率西安電子科技大學本科畢業(yè)論文 28 （調制頻率） ? 很低時，由于輸出相位能夠良好地跟蹤輸入相位的變化，因而環(huán)路的誤差相位很??；而當調制頻 率很高時，環(huán)路跟蹤能力減弱， ()et? 加大，輸出相位不能跟蹤輸入相位變化，結果輸入相位 ()rt? 完全轉變?yōu)檎`差相位，( ) 1Ej? ? ，環(huán)路誤差相位中有輸入相位的高頻成分而濾除了低頻成分，即環(huán)路相對于誤差相位信號相當于一個高通濾波器。 閉環(huán)頻率特性具有低通特性，可以理解為；當環(huán)路輸入信號的相位 ()rt? 作正弦變化時，只要調制頻率 ? 低于環(huán)路帶寬 c? ，環(huán)路可以良好地傳遞相位，環(huán)路的輸出信號相位 0()t? 能夠跟蹤輸入信號相位的變化；而當輸入調制頻率 ? 高于環(huán)路帶 寬 c? ，環(huán)路就不能很好地傳遞相位，輸出信號相位將不能跟隨輸入信號相位的變化，因此環(huán)路相對于輸入信號相位的變化相當于一個低通濾波器。由圖可見，誤差頻率特性具有高通特性，特性曲線與 ? 值的大小有關。 誤差頻率響應 在研究環(huán)路跟蹤性能時，用誤差頻率響應可以比較好的說明。 環(huán)路中的三分貝帶寬，也即此低通濾波器的截止頻率可據(jù)式（ 3— 12）求得。在 2X? 的范圍內，幅頻響應急劇下降。且阻尼系數(shù) ? 越小，其峰值越高。 閉環(huán)頻 率響應 用 sj??代入理想二階環(huán)的閉環(huán)傳遞函數(shù) ()Hs= 2222 2 nnnnsss?? ??? ???? 3— 9 就可得到它的閉環(huán)頻率響應 ??tVd R R C ??tVc R1 C R2 ??tVc ??tVd R1 R2 C ??tVc + RC 積分濾波器 無 源比例積分濾波器 西安電子科技大學本科畢業(yè)論文 24 2222() 2nnnnjHj j?? ?? ?????? ? ? ? ? 3— 10 引入?yún)⒘? nX??? 則 212() 12jXHj X j X? ???? ?? 3— 11 其模為