【正文】 在整個畢業(yè)設(shè)計過程中，張 老師總是在我學(xué)習(xí)遇到 困難 的時候，出現(xiàn)在我的面前，及時的給予指導(dǎo)， 不斷對我得到的結(jié)論進行總結(jié)，并提 出新的問題，使得我的畢業(yè)設(shè)計 內(nèi)容 能夠深入地進行下去，也使我接觸到了許多理論和實際上的新問題， 使 我做了許多有益的思考。 ? 帶可分離變壓器的全橋串聯(lián)諧振變換器也可在雙極性控制方式下工作，并可進行相關(guān)仿真 。分析了變換 器的基本電路特性，對移相控制的變換器進行了仿真，同時分析了移相角的改變對變換器相關(guān)特性的影響。 31 第五章 總結(jié)與展望 本文主要工作總結(jié) ? 介紹了研究背景，回顧了非接觸感應(yīng)電能傳輸技術(shù)的研究現(xiàn)狀，討論了非接觸感應(yīng)電能傳輸技術(shù)的發(fā)展趨勢。 圖 帶可分離變壓器的全橋串聯(lián)諧振變化器的 saber仿真圖 圖 中與開關(guān)管串聯(lián)的電阻是考慮到開關(guān)管具有導(dǎo)通壓降 。 采用移相控制方式的全橋串聯(lián)諧振變換器電路仿真 對圖 中所示的帶可分離變壓器的全橋串聯(lián)諧振變換器進行電路仿真。 當(dāng)緩沖電容過大時，諧振電流不能完全抽走緩沖電容的電荷，無法實現(xiàn)開關(guān)管 的零電壓開通；當(dāng)緩沖電容過小時，開關(guān)管的軟關(guān)斷效果變差，關(guān)斷損耗將增加。 1S2S4SacV LpI0t 1t 3t 5t 6t 8t2t 4t 7t3S 圖 考慮死區(qū)的移相控制主要波形圖 26 V i n C o R e S 1 S 2 S 4 S 3 V a c L p C 4 C 2 C 1 C 3 inI LpI V i n C o R e S 1 S 2 S 4 S 3 V a c L p C 4 C 2 C 1 C 3 L p I inI （ a） （ b） V i nC oR eS 1S 2 S 4S 3V a cL pC 4C 2C 1 C 3LpIV i nC oR eS 1S 2 S 4S 3V a cL pC 4C 2C 1 C 3LpI （ c） （ d） V i nC oR eS 1S 2 S 4S 3V a cL pC 4C 2C 1 C 3 LpIV i nC oR eS 1S 2 S 4S 3V a cL pC 4C 2C 1 C 3 LpI （ e） （ f） 27 V i nC oR eS 1S 2 S 4S 3V a cL pC 4C 2C 1 C 3 LpIV i nC oR eS 1S 2 S 4S 3V a cL pC 4C 2C 1 C 3 LpI （ g） （ h） 圖 移相控制全橋串聯(lián)諧振變換器的開關(guān)模態(tài)圖 通過以上分析可知，開關(guān)頻率高于諧振頻率的移相控制全橋串聯(lián)諧振變換器可以實現(xiàn)開關(guān)管的零電壓開關(guān)，減小開關(guān)損耗和電磁干擾。此時可以零電壓開通開關(guān)管 4S 。 V i nC oR eS 1S 2 S 4S 3I l pV a cL pC 4C 2C 1 C 3 圖 加緩沖電容的全橋串聯(lián)諧振變換器的等效電路 開關(guān)模態(tài) 1[ 0t ， 1t ]（如圖 （ a）所示）： 0t 時刻，開關(guān)管 1S 兩端電壓下降到零，電流 LpI流過開關(guān) 管 1S 的反并二極管和開關(guān)管 3S ，此時，可以零電壓開通開關(guān)管 1S 。 24 2S3S4SacV LpI?1S 圖 移相控制主要波形圖 橋臂電壓 acV? 的基波有效值為 022 s in 9 0 2a c inVV ?? ???????? （ ） 由式（ ）可 知，控制移相角 ? 的大小可以控制橋臂電壓的大小。 將式（ ）代入式（ ）可以得到串聯(lián)諧振角頻率 0? 的表達式： V i nC oR eS 1S 2 S 4S 3I l pV a cL p 圖 帶可分離變壓器的全橋串聯(lián)諧振變換器的等效電路 II ? ? ? ?2 2 4 2 2 2 200 0p s p s p p p L s LL L C M L C L C R L R??? ? ? ? ? （ ） 將式（ ）代入式（ ）可得 23 ? ? ? ?2 2 4 2 2 2 20210p s p p p L s LK L L C L C R L R??? ? ? ? ? （ ） 由式（ ）可以得到變換器的串聯(lián)諧振角頻率 0? 的唯一表達式 ? ? ? ?? ?2 2 4 2 2 2 2 2 40 222421s p p L s p s p L p p Lp s pL L C R L K L L C R L C RK L L C?? ? ? ? ??? ? ?? ?2 2 42 4 2 2 2 22 2 2228 8 82421s p p o s p s p o p p op s pL L C R L K L L C R L C RK L L C? ? ??? ? ? ? ? ? ?? ? ? ? ???? ? ? ? ? ?? ? ? ? ? ???? ? （ ） 則，變換器的串聯(lián)諧振頻率 f0 可表示為 ? ?? ?2 2 42 4 2 2 2 22 2 20 228 8 82412 21s p p o s p s p o p p op s pL L C R L K L L C R L C Rf K L L C? ? ???? ? ? ? ? ? ?? ? ? ? ???? ? ? ? ? ?? ? ? ? ? ???? ? （ ） 因此，諧振頻率 0f 是由可分離變壓器的原邊電感 pL 、 副 邊電感 sL 、耦合系數(shù) K，諧振電容 pC 和負載 oR 決定的。 由式（ ）、式（ ）可知， 反映電阻 eR 和反映電容 eC 的大小是由可分離變壓器的副邊電感 sL 、互感 M，負載 0R 和變換器的工作角頻率 ω決定的。 21 V i nC pR 0D 2 D 4C fS 1S 2 S 4S 3V 0L sL pI l pD 1 D 3I L sMV a c 圖 帶可分離變壓器的全橋串聯(lián)諧振變換器 為了簡化分析，根據(jù)正弦等效原理，將變換器副邊整流濾波電路等效為交流電阻 LR ， 028LRR??帶可分離變壓器的全橋串聯(lián)諧振變換器副邊反映到原邊的阻抗為電容性阻抗。 綜上所述，可以采用全橋諧振式逆變器的拓撲，可以有效利用漏感，使漏感能量參與諧振，而且可以實現(xiàn)開關(guān)管的軟開關(guān)，減小了開關(guān)損耗，提高效率。為了得到正弦度比較高的正弦波，假設(shè)開關(guān)頻率為正弦波頻率 10 倍，為了得到一個 30kHz~100kHz 的正弦波，開關(guān)頻率至少為 300kHz，如果要得到的正弦度更高的正弦波，開關(guān)頻率還要更高，使器件的開關(guān)損耗增加。通過原邊繞組與副邊繞組的感應(yīng)電磁耦合將電能經(jīng)過整流濾波和功率調(diào)節(jié)后提供給用電設(shè)備。實際工作時，副邊補償電路不一定處于完全諧振狀態(tài)，但是可以改善變換器的輸出特性。基本的補償方式有串聯(lián)補償和并聯(lián)補償，如圖 所示。圖 (b)中，通過補償電容 pC 和原邊繞組 pL 的諧振，對原邊繞組 pL 兩端的電壓有一定的補償作用，即補償電容 pC 上的電壓降可以部分或完全抵消原邊繞組 pL 兩端的電壓降，降低了開關(guān)管的電壓應(yīng)力，適用于原邊繞組較長、分散的應(yīng)用場合。 補償方式可以分為串聯(lián)補償和并聯(lián)補償兩類。 因此，分離變壓器原邊繞組兩端的電壓是： p p Lp LsV j L I j M I??? ? ??? （ ） 分離變壓器副邊繞組兩端電壓的電壓為： s Lp s LsV j M I j L I??? ? ??? （ ） 可分離變壓器原邊繞組和副邊繞組的耦合系數(shù) K 為 psMK LL? （ ） 耦合系數(shù) K 表明了可分離變壓器原邊繞組和副邊繞組的耦合程度，與變壓器的結(jié)構(gòu)、幾何尺寸等因素有關(guān)，通常是根據(jù)具體的應(yīng)用要求確定的。因此用互感模型來表示可分離變壓器的等效電路模型更為適用 [15,16,18,19]?；ジ心Ｐ褪橇硪环N描述原、副邊繞組耦合關(guān)系 的電路模型。該新型磁芯結(jié)構(gòu)通過增加原副邊磁芯正對面積，提高全耦合磁通的比例，增大耦合系數(shù)；將磁芯邊沿的擴展部分限制在邊柱的底部，因而能在獲得高耦合系數(shù)的同時顯著降低 變壓器的體積和質(zhì)量。繞組也應(yīng)采用平面分布式繞組，防止磁通經(jīng)兩繞組間集中氣隙直接閉合 [2]。因此， L 應(yīng)略大于 2g，宜采 用增大 f 的方法提高 k。即應(yīng)減小 MFR 、 MPR ，同時增大 1LR 、 2LR 、 3LR ，并盡可能減小 MFR 。 MF? 為由原邊電流產(chǎn)生，匝鏈副邊所有繞組的磁通。 L? 為由原邊電流產(chǎn)生，未被副邊繞組耦合的磁通，包括 1A、 1B 區(qū)的磁通 A1? 、 B1? 。耦合系數(shù) k 表達式為 ? ?? ? ? ? ? ?121 2 1 2/2 1/ 2 / 2 / 1aaLF F Rk F F R F F R g L???? ? ? ? （ ） R a R a 1F 2FL 圖 等效磁路圖 然而，實驗中發(fā)現(xiàn)，該模型及耦合系數(shù)公式不能很好地解釋下述實驗現(xiàn)象： (1) 如表 1 所示，采用平面 U43 磁芯， L 為 ，比文獻中磁芯對應(yīng)的參數(shù) ()大，但相同氣隙條件下耦合系數(shù)反而?。? (2) 采用平面 U64 磁芯 (Planar E64/10/50 磨掉中柱 )， 相比表 1 中的磁芯， L 從 增大到 ，但 10mm 氣隙條件下的耦合系數(shù)僅從 增加到 ， 不符合式 ()描述的耦合系數(shù)變化規(guī)律； (3) 按照式 ()預(yù)測，平面 U43 變壓器耦合系數(shù)為 ，平面 U64 變壓器耦合系數(shù)為 ，均遠大于實測值。采用集中繞組時，原邊電流產(chǎn)生 的磁通不僅能經(jīng) L 閉合，還能從磁芯邊柱經(jīng)繞組間的集中氣隙回到磁芯頂柱， 降低了變壓器的耦合系數(shù)。實驗表明分布式繞組更有利于提 10 高變壓器的 耦合系數(shù)。此外，由于兩磁柱內(nèi)側(cè)距離 L(即磁芯窗口寬度 )相比文獻 [17]中提出的磁柱中心距離 cL 對磁阻 LR 的影響更大，本文改用 L 來描述非接觸變壓器的特性 [2]。 L cg Ra Ra F RL Ra RL （ a）變壓器結(jié)構(gòu) （ b）等效磁阻電路 圖 變壓器結(jié)構(gòu)及其等效磁阻電路 文獻 [17]基于該磁路模型推導(dǎo)了其耦合系數(shù)近似公式，指出耦合系數(shù)的大小取決于變壓器中柱和邊柱的中心距離 cL 與氣隙 g 的比值。 旋轉(zhuǎn)式，利用了變壓器進行能量傳輸不受轉(zhuǎn)速影響的特點，原邊和副邊保持旋轉(zhuǎn)狀態(tài)，如圖 （ b）所示 [12,16]?？煞蛛x變壓器和常規(guī)變 壓器在原理上類似，都是應(yīng)用電磁感應(yīng)原理實現(xiàn)電能從變壓器原邊到副邊的變換。因此，為了實現(xiàn)高功率密度，高的能量傳輸效率，必須實現(xiàn)開關(guān)管的軟開關(guān)，減小開關(guān)損耗。 (2) 采用諧振變換器作為非接觸感應(yīng)電能傳輸系統(tǒng)的功率變換器。與傳統(tǒng)的