【導讀】礦用鉛酸蓄電池組高頻智能充電器主電路的研究設計

　　

【正文】 阻的阻值也需要擇優(yōu)考慮 柵極串 電阻的阻值對于驅動脈沖的波形也有較大的影響，電阻值過小時會造成驅動脈沖振蕩，過大時驅動波形的前后沿會發(fā)生延遲和變緩。 IGBT 的輸入電容 Cge隨著其額定電流容量的增加而增加。為了保持相同的驅動脈沖前后沿速率，對于電流容量較大的 IGBT 元件， 應提供較大的前后沿充電電流。為此，柵極串聯(lián)電阻的電阻值應隨著 IGBT 電流容量的增加而減小。 IGBT 的柵極串聯(lián)電阻通常 采用表 1 所列的，數(shù)值如工作頻率較低也可采用前一檔電阻值較大的值。表 1中高頻一般為大于 15kHz 的工作頻率，低頻為小于 5kHz 的工作頻率，如工作頻率在這兩個頻率 之間可取擇優(yōu)值。 表 1 推薦的柵極電阻值 額定電流（ A） 600V 50 100 150 200 300 400 600 800 1200V 25 50 75 100 150 200 300 400 Rg（ ? ） 高頻 51 25 15 10 低頻 150 75 51 30 20 15 10 華北科技學院畢業(yè)設計（論文） 第 21 頁 共 52 頁 IGBT 的驅動電路 IGBT 的驅動與保護技術 IGBT 的驅動條件與 IGBT 的特性 密 切相關。設計柵極驅動電路時，應特別注意開通特性、負載短路能力 dUds/dt 引起的誤觸發(fā)等問題。 正偏置電壓 UGE 增加 ， 通態(tài)電壓下降，開通能耗 Eon 也下降，分別如圖 14 所示。由圖中還可看出，若 UGE固定不變時，導通電壓將隨漏極電流增大而增高，開通損耗將隨結溫升高而升高。 負偏電壓 UGE 直接影響 IGBT 的可靠運行，負偏電壓增高時漏極浪涌電流明顯下降，對關斷能耗無顯著影響 ， Uge 與集電極浪涌電流和關斷能耗 Eoff 的關系分別如圖 14 門極電阻 Rg 增加，將使 IGBT 的開通與關斷時間增加；因而使開通與關斷能 耗均增加。而門極電阻減少，則又使 di/dt 增大，可能引發(fā) IGBT 誤導通，同時 Rg 上的損耗也有所增加。具體關系如圖 15。 圖 14 正偏置電壓 Uge（ ON） 與 UCE和 EON的關系 a） Uge（ ON） 與 UCE的關系 b） Uge（ ON） 與 EON的關系 礦用鉛酸蓄電池組高頻智能充電器主電路的研究設計 第 22 頁 共 52 頁 圖 15 – Uge與集電極浪涌電流和關斷能耗 EOFF的關系 a） – Uge與集電極浪涌電流關系 b） – Uge與關斷能耗 EOFF的關系 由上述不難得知 ,IGBT 的特性隨門板驅動條件的變化而變化 , 就象雙極型晶體管的開關特性和安全工作區(qū)隨基極驅 動而變化一樣。但是 IGBT 所有特性不能同時最佳化。 雙極型晶體管的開關特性隨基極驅動條件而變化。然而，對于 IGBT 來說，如門極驅動條件僅對其關斷特性略有影響。因此，我們應將更多的注意力放在 IGBT 的開通、短路負載容量上。 驅動電路的要求 (1)IGBT 與 MOSFET 都是電壓驅動，都具有一個 的閾值電壓，有一個容性輸入阻抗，因此 IGBT 對柵極電荷非常敏感故驅動電路必須很可靠，要保證有一條低阻抗值的放電回路，即驅動電路與 IGBT 的連線要盡量短。 (2)用內阻小的驅動源對柵極電容 充放電 ,以保證柵極控制電壓 Uge,有足夠陡的前后沿，使 IGBT 的開關損耗盡量小。另外， IGBT 開通后，柵極驅動源應能提供足夠的功率，使 IGBT 不退出飽和而損壞。 (3)驅動電路要能傳遞幾十 kHz 的脈沖信號。 (4)驅動電平 +Uge 也必須綜合考慮。 +Uge 增大時， IGBT 通態(tài)壓降和開通損耗均下降，但負載短路時的 Ic 增大 ,IGBT 能承受短路電流的時間減小，對其安全不利，因此在有短路過程的設備中 UGE 應選得小些，一般選 1215V 。 華北科技學院畢業(yè)設計（論文） 第 23 頁 共 52 頁 (5)在關斷過程中，為盡快抽取 PNP 管的存儲電荷，須施加一負 偏壓 UGE,但它受 IGBT 的 G、 E間最大反向耐壓限制 ,一般取 1V— 10V 。 (6)在大電感負載下， IGBT 的開關時間不能太短 ,以限制出 di/dt 形成的尖峰電壓，確保 IGBT 的安全。 (7)由于 IGBT 在電力電子設備中多用于高壓場合，故驅動電路與控制電路在電位上應嚴格隔離。 (8)IGBT 的柵極驅動電路應盡可能簡單實用，最好自身帶有對 IGBT 的保護功能，有較強的抗干擾能力。 模塊驅動中對電源的要求： 在逆變器電路中 ,一個橋臂中上下兩管驅動電路要采用不同的電源 ,各個橋臂的上管也 無共地點 ,下管可以共源極 .在變流系統(tǒng)中 ,電源的配置應符合下列一些原則 : (1)驅動電路應能將主電路、控制電路在電位上隔離 . (2)驅動電路不同通路之間 ,電源也應各自獨立 ,以免相互影響 . 驅動電路的種類 采用脈沖變壓器隔離驅動 IGBT 電路如圖 16 所示，這種電路結構簡單，應用了廉價的脈沖變壓器實現(xiàn) IGBT 主電路與控制電路的隔離。其性能的好壞取決于脈沖變壓器的制作，應盡量減小脈沖變壓器的漏感抗，并采用高鐵氧體鐵心，最高工作頻率可達 40KHz。 圖 16 脈沖變壓器隔離驅動電路 礦用鉛酸蓄電池組高頻智能充電器主電路的研究設計 第 24 頁 共 52 頁 采用光耦合器等分立元器件驅動 IGBT 圖 17 為采用光耦合器等分立元器件構成的 IGBT 驅動電路 .當輸入控制信號時光耦 VLC導通 ,晶體管 V2截止 ,V3 導通輸出 +15V 驅動電壓 .當輸入控制信號為零時 ,VLC截止 ,V V4 導通 ,輸出 10V 電壓 .+15V 和 10V 電源需靠近驅動電路 ,驅動電路輸出 及電源地端至 IGBT 柵極和發(fā)射極的引線應采用雙絞線 ,長度最好不超 。 圖 17 由 分 立 元 器 件 構 成 的 IGBT驅 動 電 路 用專用混合集成驅動電路 專用混合集成驅動電路 抗干擾能力強，集成化程度高，速度快，保護功能完善，可實現(xiàn) IGBT 的最優(yōu)驅動，但一般價格比較昂貴 。如混合 集成 驅動芯片 M57962L、M57959L、 EXB841 等 。 本次設計是采用 混合驅動芯片 M57962L， M57959L 驅動電路如圖 18 所示。 圖 18 M57959L驅動電 路 華北科技學院畢業(yè)設計（論文） 第 25 頁 共 52 頁 IGBT 模塊保護 IGBT 的過電流保護 IGBT 的過電流保護電路可以分為兩種類型。 一種是低倍數(shù) ( 倍 )的過載電流保護；另一種是高倍數(shù) (不加保護時可達 810倍 )的短路電流保護。對于過載保護，在直流測采用電流傳感器，當檢測到電流過高時，經檢測電路傳給單片機 c8051, c8051 引腳輸出高電平封鎖 PWM 產生芯片 SG3525 的 close 端 不產生 PWM 波，使電路的輸出電流降為零。 這種集中式的保護具有保護的徹底性，故障排除后，單片機 c8051發(fā)出低電平信號給 PWM 產生芯片 SG3525 的 close 端，使電路恢復正常工作狀態(tài) 。 IGBT 的過電壓保護 IGBT 模塊具有非常短的上升時間和下降時間，對應很小的開關損耗，通常用于20kHz 以上頻率，應用中常常因寄生電感產生過電壓 ，為了抑制過電壓：一是模塊的設計者優(yōu)化模塊內部結構，減少模塊寄生電感；二是使用者優(yōu)化主電路結構，減少電路中 的寄生電感；三是采用吸收電路和增加柵極電阻。 IGBT 的關斷緩沖吸收電路 IGBT 的 緩沖電路 功能更側重于開關過程中過電壓的吸收與抑制，這是由于 IGBT的工作頻率可以高達 20~50kHz；因此很小的電路電感就可能引起頗大的 LdiC/dt，從而產生過電壓，危及 IGBT 的安全。圖 19(a)和圖 19(b)是 PWM逆變器中 IGBT 在關斷和開通中的 uCE和 iC波形。由圖 19(a)可見，在 iC下降過程中 IGBT 上出現(xiàn)了過電壓 ，其值為電源電壓 UCC和 LdiC/dt 兩者的疊加。 圖 19 逆變器中 IGBT在關斷和開通波形 礦用鉛酸蓄電池組高頻智能充電器主電路的研究設計 第 26 頁 共 52 頁 圖 19(b)為開通時的 uCE和 iC波形，圖中增長極快的 iC出現(xiàn)了過電流尖峰 iCP，當iCP回落到穩(wěn)定值時，過大的電流下降率同樣會引起 元件 上的過電壓而須加以吸收（如圖所示）。逆變器中 IGBT 開通時出現(xiàn)尖峰電流，其原因是由于在剛導通的 IGBT負載電流上疊加了橋臂中互補管上反并聯(lián)的續(xù)流二極管的反向恢復電流，所以在此二極管恢復阻斷前，剛導通的 IGBT 上形成逆變橋臂的瞬時貫穿短路，使 iC出現(xiàn)尖峰，為此需要串入抑流電感，即串聯(lián) 緩沖電路 ，或放大 IGBT 的容量。 綜上所述， 緩沖電路 對于工作頻 率高的自關斷器件，通過限壓、限流、抑制 di/dt和 du/dt，把開關損耗從器件內部轉移到 緩沖電路 中去，然后再消耗到 緩沖電路 的電阻上，或者由 緩沖電路 設法再反饋到電源中去。此 緩沖電路 可分為兩在類，前一種是能耗型 緩沖電路 ，后一種是反饋型 緩沖電路 。能耗型 緩沖電路 簡單，在電力 電子器件的容量不太大，工作頻率也不太高的場合下，這種電路應用很廣泛。 緩沖電路 的基本結構 緩沖電路 的功能包括抑制和吸收二個方面。圖 20(a)是這種電路的基本結構，串聯(lián)的 LS用于抑制 di/dt 的過量，并聯(lián)的 CS通過快速二極管 DS充電，吸收器件上出現(xiàn)的過電壓能量，由于電容電壓不會躍變，限制了重加 du/dt。當器件開通時 CS上的能量經 RS泄放。對于工作頻率較高、容量較小的裝置，為了減少損耗，可將圖 20(a)的RLCD 電路簡化為圖 20(b)的形式。這種由 RCD 網絡構成的 緩沖電路 普遍用于 GTR、 GTO、電力 MOSFET 及 IGBT 等電力 電子器件 的保護。 (a)串并聯(lián) RLCD緩沖電路 (b)并聯(lián) RCD緩沖電路 圖 20 電力電子器件的基本緩沖電路 圖 21所示的幾種 緩沖電路 是上述基本 RCD緩沖電路 的簡化或演變。如圖 21 所示，既可用于逆變器中 IGBT 模塊的保護，也適用于其他 電子器件 的緩沖保護；但其性能有所不同。圖 21(a)是最簡單的單電容電路，適用于小容量的 IGBT 模塊（ 10~50A）或其他容量較小的器件；但由于電路中有無阻尼 元件 ，容易產生振蕩，為此 CS中可串華北科技學院畢業(yè)設計（論文） 第 27 頁 共 52 頁 入 RS加以抑制，這種 RC緩沖電路 在晶閘管的 保護中已用得很普遍。圖 21(b)是把 RCD緩沖電路 用于由兩只 IGBT 組成橋臂的模塊上，此電路比較簡單；但吸收功能較單獨使用 RCD時略差，多用于小容量 元件 的逆變器橋臂上。有時還可以把圖 21(a)、圖 21(b)兩種 緩沖電路 并聯(lián)使用，以增強緩沖吸收的功能。圖 21(c)是 RS交叉連結的 緩沖電路 ，當器件開斷時， CS經 DS充電，抑制 du/dt；當器件開通前， CS經電源和 RS釋入電荷，同時有部分能量得到反饋，這種電路對大容量的器件，例如， 400A 以上的 IGBT 模塊比較適合。 (a)IGBT橋臂模塊的單電容電路 (b)橋臂模塊公用的 RCD電路 (c)有反饋功能的 (d)不對稱有反饋功能的 (e)三角形吸收電路 RCD電路 RCD電路 圖 21 電力電子器件的其它緩沖電路 圖 21(d)是大功率 GTO 逆變橋臂上的非對稱 RLCD 緩沖電路 。圖 21(d)中電感受LS經過 DS和 RS釋放磁場能量。 GTO 開斷時， CS經 DS吸收能量并經 RS把部分能量反饋到電網上去；因此損耗較小，適用于大容量的 GTO逆變器。圖 21(c)和圖 21(d)的功能類似，其 CS具有吸收電能和電壓箝位雙重功能，且效率較高。 圖 21(e)是三角形吸收電路，這里吸收電容 C1~C3為三角形聯(lián)結，在 T1關斷時，并聯(lián)在 T1兩端的總吸收電容量 C3和 C2串聯(lián)再和 C1并聯(lián)后組成 。 這種電路的特點是： 3只電容器之間幾乎不需要連結線，所以寄生電感極?。辉陔娏?電子器件 工作過程中每只電容器都參予工作，電容器利用率高；電路的損耗較小，日立公司曾在一定的條件礦用鉛酸蓄電池組高頻智能充電器主電路的研究設計 第 28 頁 共 52 頁 下進行試驗比較，這種電路的損耗約為 RCD 電路損耗的 40%，因此我國研制中的 CTO交流傳動電力