【正文】 圖 8 開通時 IGBT的電流、電壓波形 IGBT 在關(guān)斷過程中，漏極電流的波形變?yōu)閮啥?。實際應用中常常給出的漏極電流的下降時間 Tf由圖 9 中的 t(f1)和 t(f2)兩段組成，而漏極電流的關(guān)斷時間 t(off)=td(off)+trv 十 t(f) （ 23） 式中， td(off)與 trv 之和又稱為存儲時間。 (1)當 Uce＜ 0時 ,J3反偏，類似反偏二極管， IGBT 反向阻斷； (2)當 Uce＞ 0時，在 UcUth 的情況下，溝道未形成， IGBT 正向阻斷；在 Uo＞ Uth 情況下，柵極的溝道形成， N+區(qū)的電子通過溝道進入 N漂移區(qū)，漂 移到 J3結(jié)，此時J3 結(jié)是正偏，也向 N區(qū)注入空穴，從而在 N區(qū)產(chǎn)生電導調(diào)制，使 IGBT 正向?qū)?。?IGBT 處于導通狀態(tài)時，當柵極電壓減至為零，此時 Ug＝ 0＜ Uth,溝道消失，通過溝道的電子電流為零，使 Ic有一個突降。 礦用鉛酸蓄電池組高頻智能充電器主電路的研究設計 第 16 頁 共 52 頁 IGBT 為四層結(jié)構(gòu)，體內(nèi)存在一個奇生晶體管，其等效電路如圖 10所示。 在規(guī)定的漏極電流范圍內(nèi)，這個正偏置電壓不大， V2 不起作用，當 Id大到一定程度時，該正偏置電壓足以使 V2開通，進而使 V2 和 V3處于飽和狀態(tài)，于是寄生晶體管開通，柵極失去控制作用，這就是所謂的擎住效應 。可見，漏極電流有一個臨界值 Idm，當 Id＞ Idm 時便會產(chǎn)生擎住效應。使用中必須防止 IGBT 發(fā)生擎住效應，為此可限制 Idm 值，或者用加大柵極電阻 Rg 的辦法延長 IGBT 關(guān)斷時間，以減少 dUds/dt值。 安全工作區(qū) 安全工作區(qū)（ SOA）反映了一個晶體管同時承受一定電壓和電流的能力。最大漏極電流 Idm 是根據(jù)避免動態(tài)擎住而設定的，最大漏源電壓 Udsm 是由 IGBT 中晶體管 V3 的擊穿電壓所確定，最大 損耗 則是由最高允許結(jié)溫所決定。 華北科技學院畢業(yè)設計（論文） 第 17 頁 共 52 頁 IGBT 的反向偏置安全工作區(qū)（ RBSOA）如圖 11 所示，它隨 IGBT 關(guān)斷時的 dUds /dt 而改變 ，dUds/dt 越高 ， RBSOA越窄。由于此氧化層很薄，其擊穿電壓一般只能達 20— 30V，因此柵極擊穿是 IGBT 失效的常見原因之一。為此通常采用絞線來傳送驅(qū)動信號，以減小連線電感。在柵 — 射極間并聯(lián)反串聯(lián)的穩(wěn)壓管或旁路電阻 也是吸收柵極過電壓的有效措施。這可以用帶續(xù)流二極管的電感負載開關(guān)電路（見圖 12）來的到驗證。 在 t0時刻柵極驅(qū)動電壓開始上升，此時影響柵極電壓 Uge 上升斜率的主要因素只有 Rg 和 Cge，柵極電壓上升較快。從此時開 始有兩個原因使 Uge 波形偏離原有軌跡。這是一個負反饋的作用，集電極電流的增加使 LE產(chǎn)生一個抵消柵極電壓的電壓，并減緩了集電極電流的增長 。 t2時刻時集電極電流達到最大值， 集 — 射電壓 Uce 開始下降 。顯然，柵極驅(qū)動電路的阻抗越低，這種效應越弱，此效應一直維持到 t3集 — 射電壓 Uce降到零為止。 在 t3時刻后 Uce 的下降結(jié)束， ic達到穩(wěn)態(tài)值，影響柵極電壓 Uge 的因素消失，此后 Uge 以較快的上升率達到最大值。為了減小此 效應，應使 IGBT模塊的 Le、 Cge及柵極驅(qū)動源的內(nèi)阻盡量小，以獲得較快的開通速度 。 B時刻柵極驅(qū)動電壓開始下降，在 t1 時刻達到剛能維持集電極電流的水平， IGBT 進入線性工作區(qū)， UCE開始上升。在 t2時 Uce 下降完畢， Uge 和 ic 開始以柵 — 射極電路固有的阻抗 所決定的速度下降，在 t3 時 Uge 及 ic均降為零，關(guān)斷過程結(jié)束。為了減華北科技學院畢業(yè)設計（論文） 第 19 頁 共 52 頁 小些影響，一方面應選擇 Cgc 小的 IGBT 元件另一方面應減小驅(qū)動電路的內(nèi)阻抗，使流入柵 — 集電容 Cgc 的充電電流增加 ，加快了 Uce 的上升速度。正柵極電壓決定著 IGBT 的 飽和導通壓降，隨著正柵極驅(qū)動電壓的增加飽和導通壓降減小。 IGBT 關(guān)斷時給其柵 — 射極施加一定的負偏壓， 有利于提高 IGBT 裝置的抗干擾能力，對提高 IGBT 關(guān)斷時能承受的電壓上升率也有較大的作用。但在 IGBT 關(guān)斷時，施加適當?shù)呢撈珘阂话悴粫胁焕挠绊憽?IGBT的 MOS 溝道受柵極驅(qū)動電壓的直接控制，而 MOSFET 部分的漏極電流控制著雙極部分的基極電流，使得 IGBT 的開通特性主要取決于它的 MOSFET 部分，所以 IGBT 的開通受柵極驅(qū)動波形的影響較大。柵極驅(qū)動 回路的阻抗會延長密勒效應時間，使集電極電流的下降延遲。它們影響著驅(qū)動波形的上 升、下降速率。在運行頻率較低時，開關(guān)損耗所占的比例較小，驅(qū)動電壓的上升、下降速率可以減慢些。但在開通過程中如有正在續(xù)流二極管的反向恢復電流和吸收電容器的放電電流，則開通越快 IGBT承受的峰值電流也就越大，甚至急劇上升導致 IGBT 或續(xù)流二極管損壞。其代價是要付出較大的開通損耗。 由以上分析可見，柵極串聯(lián)電阻對 IGBT 的開通過程的影響較大。 柵極串聯(lián)電阻和驅(qū)動電路內(nèi)阻抗對 IGBT 關(guān)斷過程的影響相對于開通來說要小一些。但柵極串聯(lián)電阻過小會由于集電極電流下降的 di/dt 過大，產(chǎn)生較大的集電極電壓尖峰，因此對于 IGBT 關(guān)斷過程中的柵極串電阻的阻值也需要擇優(yōu)考慮 柵極串 電阻的阻值對于驅(qū)動脈沖的波形也有較大的影響，電阻值過小時會造成驅(qū)動脈沖振蕩，過大時驅(qū)動波形的前后沿會發(fā)生延遲和變緩。為了保持相同的驅(qū)動脈沖前后沿速率，對于電流容量較大的 IGBT 元件， 應提供較大的前后沿充電電流。 IGBT 的柵極串聯(lián)電阻通常 采用表 1 所列的，數(shù)值如工作頻率較低也可采用前一檔電阻值較大的值。 表 1 推薦的柵極電阻值 額定電流（ A） 600V 50 100 150 200 300 400 600 800 1200V 25 50 75 100 150 200 300 400 Rg（ ? ） 高頻 51 25 15 10 低頻 150 75 51 30 20 15 10 華北科技學院畢業(yè)設計（論文） 第 21 頁 共 52 頁 IGBT 的驅(qū)動電路 IGBT 的驅(qū)動與保護技術(shù) IGBT 的驅(qū)動條件與 IGBT 的特性 密 切相關(guān)。 正偏置電壓 UGE 增加 ， 通態(tài)電壓下降，開通能耗 Eon 也下降，分別如圖 14 所示。 負偏電壓 UGE 直接影響 IGBT 的可靠運行，負偏電壓增高時漏極浪涌電流明顯下降，對關(guān)斷能耗無顯著影響 ， Uge 與集電極浪涌電流和關(guān)斷能耗 Eoff 的關(guān)系分別如圖 14 門極電阻 Rg 增加，將使 IGBT 的開通與關(guān)斷時間增加；因而使開通與關(guān)斷能 耗均增加。具體關(guān)系如圖 15。但是 IGBT 所有特性不能同時最佳化。然而，對于 IGBT 來說，如門極驅(qū)動條件僅對其關(guān)斷特性略有影響。 驅(qū)動電路的要求 (1)IGBT 與 MOSFET 都是電壓驅(qū)動，都具有一個 的閾值電壓，有一個容性輸入阻抗，因此 IGBT 對柵極電荷非常敏感故驅(qū)動電路必須很可靠，要保證有一條低阻抗值的放電回路，即驅(qū)動電路與 IGBT 的連線要盡量短。另外， IGBT 開通后，柵極驅(qū)動源應能提供足夠的功率，使 IGBT 不退出飽和而損壞。 (4)驅(qū)動電平 +Uge 也必須綜合考慮。 華北科技學院畢業(yè)設計（論文） 第 23 頁 共 52 頁 (5)在關(guān)斷過程中，為盡快抽取 PNP 管的存儲電荷，須施加一負 偏壓 UGE,但它受 IGBT 的 G、 E間最大反向耐壓限制 ,一般取 1V— 10V 。 (7)由于 IGBT 在電力電子設備中多用于高壓場合，故驅(qū)動電路與控制電路在電位上應嚴格隔離。 模塊驅(qū)動中對電源的要求： 在逆變器電路中 ,一個橋臂中上下兩管驅(qū)動電路要采用不同的電源 ,各個橋臂的上管也 無共地點 ,下管可以共源極 .在變流系統(tǒng)中 ,電源的配置應符合下列一些原則 : (1)驅(qū)動電路應能將主電路、控制電路在電位上隔離 . (2)驅(qū)動電路不同通路之間 ,電源也應各自獨立 ,以免相互影響 . 驅(qū)動電路的種類 采用脈沖變壓器隔離驅(qū)動 IGBT 電路如圖 16 所示，這種電路結(jié)構(gòu)簡單，應用了廉價的脈沖變壓器實現(xiàn) IGBT 主電路與控制電路的隔離。 圖 16 脈沖變壓器隔離驅(qū)動電路 礦用鉛酸蓄電池組高頻智能充電器主電路的研究設計 第 24 頁 共 52 頁 采用光耦合器等分立元器件驅(qū)動 IGBT 圖 17 為采用光耦合器等分立元器件構(gòu)成的 IGBT 驅(qū)動電路 .當輸入控制信號時光耦 VLC導通 ,晶體管 V2截止 ,V3 導通輸出 +15V 驅(qū)動電壓 .當輸入控制信號為零時 ,VLC截止 ,V V4 導通 ,輸出 10V 電壓 .+15V 和 10V 電源需靠近驅(qū)動電路 ,驅(qū)動電路輸出 及電源地端至 IGBT 柵極和發(fā)射極的引線應采用雙絞線 ,長度最好不超 。如混合 集成 驅(qū)動芯片 M57962L、M57959L、 EXB841 等 。 圖 18 M57959L驅(qū)動電 路 華北科技學院畢業(yè)設計（論文） 第 25 頁 共 52 頁 IGBT 模塊保護 IGBT 的過電流保護 IGBT 的過電流保護電路可以分為兩種類型。對于過載保護，在直流測采用電流傳感器，當檢測到電流過高時，經(jīng)檢測電路傳給單片機 c8051, c8051 引腳輸出高電平封鎖 PWM 產(chǎn)生芯片 SG3525 的 close 端 不產(chǎn)生 PWM 波，使電路的輸出電流降為零。 IGBT 的過電壓保護 IGBT 模塊具有非常短的上升時間和下降時間，對應很小的開關(guān)損耗，通常用于20kHz 以上頻率，應用中常常因寄生電感產(chǎn)生過電壓 ，為了抑制過電壓：一是模塊的設計者優(yōu)化模塊內(nèi)部結(jié)構(gòu)，減少模塊寄生電感；二是使用者優(yōu)化主電路結(jié)構(gòu)，減少電路中 的寄生電感；三是采用吸收電路和增加柵極電阻。圖 19(a)和圖 19(b)是 PWM逆變器中 IGBT 在關(guān)斷和開通中的 uCE和 iC波形。 圖 19 逆變器中 IGBT在關(guān)斷和開通波形 礦用鉛酸蓄電池組高頻智能充電器主電路的研究設計 第 26 頁 共 52 頁 圖 19(b)為開通時的 uCE和 iC波形，圖中增長極快的 iC出現(xiàn)了過電流尖峰 iCP，當iCP回落到穩(wěn)定值時，過大的電流下降率同樣會引起 元件 上的過電壓而須加以吸收（如圖所示）。 綜上所述， 緩沖電路 對于工作頻 率高的自關(guān)斷器件，通過限壓、限流、抑制 di/dt和 du/dt，把開關(guān)損耗從器件內(nèi)部轉(zhuǎn)移到 緩沖電路 中去，然后再消耗到 緩沖電路 的電阻上，或者由 緩沖電路 設法再反饋到電源中去。能耗型 緩沖電路 簡單，在電力 電子器件的容量不太大，工作頻率也不太高的場合下，這種電路應用很廣泛。圖 20(a)是這種電路的基本結(jié)構(gòu)，串聯(lián)的 LS用于抑制 di/dt 的過量，并聯(lián)的 CS通過快速二極管 DS充電，吸收器件上出現(xiàn)的過電壓能量，由于電容電壓不會躍變，限制了重加 du/dt。對于工作頻率較高、容量較小的裝置，為了減少損耗，可將圖 20(a)的RLCD 電路簡化為圖 20(b)的形式。 (a)串并聯(lián) RLCD緩沖電路 (b)并聯(lián) RCD緩沖電路 圖 20 電力電子器件的基本緩沖電路 圖 21所示的幾種 緩沖電路 是上述基本 RCD緩沖電路 的簡化或演變。圖 21(a)是最簡單的單電容電路，適用于小容量的 IGBT 模塊（ 10~50A）或其他容量較小的器件；但由于電路中有無阻尼 元件 ，容易產(chǎn)生振蕩，為此 CS中可串華北科技學院畢業(yè)設計（論文） 第 27 頁 共 52 頁 入 RS加以抑制，這種 RC緩沖電路 在晶閘管的 保護中已用得很普遍。有時還可以把圖 21(a)、圖 21(b)兩種 緩沖電路 并聯(lián)使用，以增強緩沖吸收的功能。 (a)IGBT橋臂模塊的單電容電路 (b)橋臂模塊公用的 RCD電路 (c)有反饋功能的 (d)不對稱有反饋功能的 (e)三角形吸收電路 RCD電路 RCD電路 圖 21 電力電子器件的其它緩沖電路 圖 21(d)是大功率 GTO 逆變橋臂上的非對稱 RLCD 緩沖電路 。 GTO 開斷時， CS經(jīng) DS吸收能量并經(jīng) RS把部分能量反饋到電網(wǎng)上去；因此損耗較小，適用于大容量的 GTO逆變器。 圖 21(e)是三角形吸收電路，這里吸收電容 C1~C3為三角形聯(lián)結(jié)，在 T1關(guān)斷時，并聯(lián)在 T1兩端的總吸收電容量 C3和 C2串聯(lián)再和 C1并聯(lián)后組成