【導讀】本學士論文作者完全了解北京交通大學有關保留、使用學士論文的規(guī)定。授權北京交通大學可以將學士論文的全部或部分內(nèi)容編入有關數(shù)據(jù)庫進行檢索，提供閱覽服務，并采用影印、縮印或掃描等復制手段保存、匯編以供查閱和借閱。作為電動汽車充電系統(tǒng)的核心部件，充電柱拓撲結構一直是研究的熱點。著全橋變換器進行電動汽車充電柱系統(tǒng)的設計工作。首先，本文對現(xiàn)今國內(nèi)外充電技術有了一個比較詳細的介紹。隨后，對移相全橋ZVS變換器進行建模，得出了系統(tǒng)開環(huán)函數(shù)。路等，并對參數(shù)進行了計算。最后，以MATLAB/Simulink軟件對設計的電路系統(tǒng)進行了仿真。出波形進行了相關數(shù)據(jù)分析和驗證。

　　

【正文】 向電壓為 265V*=。在二極管工作時候，由于電壓關斷的不穩(wěn)定，在電路中會產(chǎn)生電壓振蕩，這當介入 RC 振蕩環(huán)節(jié)時候，我們可以不考慮這種振蕩，但是，如果 RC 環(huán)節(jié)沒有，就需要考慮，我們這里假定沒有 RC 環(huán)節(jié)，那么我們設定的耐壓值就要大于 ,這里我們?nèi)杀兜哪蛪褐?，所以大小?795V。 副邊輸出電流大小由式（ 45）可以得 I=，所以二極管承受得電流大小為 *2=,電源開關頻率在 20KHZ，二次側頻率 40HHZ。 在查找相關廠商的二極管供貨上面，我 選取了 APT 公司的 APT60D60B 型快恢復二極管作為副邊整流二極管，它可以承受的最大電壓值為 600V，最大承受電流值為 60A，符合要求。 電感和電容的選擇 輸出濾波電感和電容 參數(shù) 的設計 在直流變換中，不同的輸出濾波電感值會產(chǎn)生不同大小的濾波電感電流波紋，不同的電容同樣會產(chǎn)生不同大小的輸出電壓。所以，我們在設計濾波電感和電容大小的時候，需要根據(jù)需要的輸出電壓和電流大小來確定我們所需要的濾波電容和電感的大小。當選擇不恰當?shù)碾姼泻碗娙?，會導致輸出電壓很大或者很小。極大的影響了電路的功能。 （ 1） 濾波電容的設計 濾波電容在電路中起到的作用便是將負載的能量吸收或者釋放。用 Δ????表示輸出電容的波紋大小。 Δ????=??0?? ????2 (47) 其中， ??0表示負載電流的大小。有公式可以看出電容和電流影響了波形大小。根據(jù)設計要求，代入數(shù)值，輸出電壓波紋不大于 100mv，我們可以得出濾波電容 C。 C= ??0Δ????????2 =6250μF （ 48） 所以我們可以把 13 個 470μF 450V 的電解電容并聯(lián)起來，電容大小為 6500μF。 （ 2） 濾波電感的設計 在設計過程中我們已經(jīng)知道輸出電壓 ??????，假設輸出電壓大小不變，那么我們可以得到關于濾波電感電流波形的表達式： Δ???? = ????????????????? ??????2 (49) ??????是電感輸出電壓方波最大值； D 是占空比。當 ??????=,得出 L=。 當 L 大小為 時， LC 濾波器截止頻率大小為 。 北京交通大學畢業(yè)設計（論文） 目錄 24 諧振電感和電容的設計 (1)超前橋臂諧振電容的參數(shù)設計 由前文我們可以了解到，當超前臂開關工作時候，諧振電感會吸收與釋放能量，輸出濾波電感也會吸收和釋放能量，兩者之間，能量會發(fā)生傳遞，起到傳輸電路能量的作用。我們知道，超前橋臂存在死去時間，我們這里設定它為 ????ead，????ead=，要想實現(xiàn)電路的關斷，必須保證前橋臂的電流在大于變壓器的原邊電流的 10%，也就要求 ???? 6??。在超前橋臂工作工程中，原邊電流不發(fā)生改變。所以，我們可以得到公式： ????ead ??????(??1+??2)???? (410) 由公式我們可以得到超前橋臂電容 ????ead = ??1+??22 （ 411） C1=C2，所以我們?nèi)ル娙荽笮?。 （ 2）滯后橋臂諧振電容和諧振電感的參數(shù)設計 與超前橋臂電容設計相同，得出 ????ag = ??3+??42 (412) C3=C4，大小為 。 所以我們可以得到關于串聯(lián)后的諧振電感的大小 ???? ≥ 2??lag??pp2????2 = （ 413） 為了使電路更加穩(wěn)定，我們適當?shù)脑龃笾C振電感的大小，取值為 120μh。 本章小結 在本章中，重點的給出了移相全橋 ZVS 變換器每部分電路所需要的元器件及元器件參數(shù)，同時，在計算各元器件參數(shù)時，對電路有了 一個更好的理解。在設計參數(shù)時，盡量選取較大一點的以符合電路需求 . 5 電動汽車充電柱電源系統(tǒng)設計 第四章介紹了電動汽車充電柱主電路的結構，但是要想實現(xiàn)對電動汽車的充電功能的實現(xiàn)，我們必須對充電系統(tǒng)有個好的控制，以前的控制策略大多是利用模擬電路實現(xiàn)對電源信號的控制，模擬信號控制存在很多的問題，模擬電路結構復雜，需要相當多的元器件，同時，由于復雜的電路易導致功能上實現(xiàn)遇到各種各樣特殊情況，然后，隨著科學技術的發(fā)展，模擬控制逐漸被日趨完善的數(shù)字控制所取代，數(shù)字控制多利用高性能芯片，只需要根據(jù)控制需要，在芯片內(nèi)部寫入相應的程序便可以達到對電路的控制作用。數(shù)字控制的高效率已經(jīng)被無限放大，所以接下來的電源系統(tǒng)設計也 將以數(shù)字控制為設計前提。 北京交通大學畢業(yè)設計（論文） 目錄 25 充電柱控制系統(tǒng)硬件設計 TMS320F28355 最小系統(tǒng) 上文提到了，現(xiàn)在的電路控制系統(tǒng)多是數(shù)字控制，但數(shù)字控制也存在兩種方案，一種是簡單的數(shù)模轉換，采樣的信號，經(jīng)過數(shù)模轉換和 MCU 芯片，由于芯片內(nèi)部存在各種運算邏輯單元， 經(jīng)過模數(shù)、數(shù)模轉換，最后通過芯片輸出端以數(shù)字信號的方式傳遞到主電路，實現(xiàn)了對主電路晶體管 Q1,Q2， Q3， Q4 的控制。但是由于這種簡單的數(shù)模轉換需要多個 EMU 芯片，導致了電路結構的復雜，類似于模擬電路控制，當電路存在的邏輯運算單元過多，即存在過多 的芯片，加上芯片本身的工作主頻有限，所以限制了電路的控制性能。 另一種便是高性能的數(shù)字芯片，高性能的數(shù)字芯片內(nèi)部存在著復雜的運算單元，它可以自動完成數(shù)模轉換，將輸出端的信號通過接收端輸入到芯片內(nèi)部，對信號進行分析，產(chǎn)生作用于主電路晶體管的 PWM 信號。但是，高性能芯片也存在它的問題，輸出的 PWM 信號功率較小，如果要想使輸出的 PWM 信號作用于主電路起到控制作用，需要在這結構之外加上信號放大電路，但是盡管存在它的弊端，相比于第一種復雜的 EMU 芯片控制，我在這里更推薦高性能芯片實現(xiàn)對電路的控制。我們采用的是 TMS320F28335 數(shù)字芯片，芯片內(nèi)部完成一次模數(shù)轉換的時間非常短，最快只需要 80ns，而且電動汽車控制系統(tǒng)是一個復雜的系統(tǒng)，所以實現(xiàn)這種復雜算法利用高性能芯片十分必須要。 TMS320F28335 數(shù)字信號處理器在處理復雜算法上有著諸多優(yōu)秀的地方，它最核心的便是芯片內(nèi)部的浮點運算，在編寫復雜控制程序時，減少了在浮點運算方面的工作量，這對于提高程序的簡介，使得程序功能更加完善有著無與倫比的地方。這款處理是 TI 公司生產(chǎn)制造。 （ 1）復電位設計 對于復電位 的設計是為了防止程序由于沒有控制，使得程序跑飛，或者發(fā)現(xiàn)程序一直運轉，出現(xiàn)死循環(huán)的問題。圖 51 是 TMS320F28335 的引腳圖。 北京交通大學畢業(yè)設計（論文） 目錄 26 圖 51 TMS320F28335 引腳圖 該電路實現(xiàn) 0 或 1 對電路實現(xiàn)關斷，管腳 XRS 控制 DSP 的復位，要想實現(xiàn) TMS320初始化正常，需要時鐘信號一直保持 3T， T 時鐘信號， 芯片內(nèi)部存在晶振，如果初始化正常，芯片內(nèi)部的晶振振蕩周期要保持在一定的時間范圍內(nèi)，大致在100ms~200ms 之間。當芯片接電源后，我們測量芯片輸入輸出端電壓，當滿足大于 的情況，同時測出復位引腳 保持 0 輸出，那么我們就完成了對于復位的要求。 （ 2）時鐘電路設計 在向 DSP 提供時鐘信號有兩種方法，高性能芯片內(nèi)部本身存在晶振，所以只需要在芯片外部加上適當?shù)碾娐?，便可以利用芯片?nèi)部的晶振，實現(xiàn)對 DSP 提供時鐘信號。外部電路如圖 52 所示。 圖 52 無源晶振電路圖 從圖中可以看到，我們在管腳 X1 和 X2 之間加上了一個電路。 另一種實現(xiàn)時鐘信號的方法，便是利用外部晶振，將產(chǎn)生的晶振信號，通過輸入端，給芯片提供時鐘信號。如圖 53 所示。 北京交通大學畢業(yè)設計（論文） 目錄 27 圖 53 外部晶振提供時鐘信號 可以看到管腳 X1 接地，時鐘引腳 XCKIN 接地， 具體的介紹 在文獻【 3】有詳細的介紹。 檢測電路設計 主電路在通過輸出端口對電動汽車進行充電的過程，需要對其輸出量進行實時檢測，實時對主電路進行反饋。在完成檢測過程中，需要將主電路輸出端的輸出信號通過采樣后送到控制電路，在這過程中，要保證采樣的信號盡可能的反應真實的輸出信號，所以在采樣過程中，要盡量避免干擾。 在檢測信號的元器件上，我們使用霍爾元件，霍爾元件在檢測信號方面，有著相當多的優(yōu)點?；魻栐旧碜詭Ц綦x，而且由于邏輯單元緊湊，在抗干擾方面有著相當大的優(yōu)勢。 （ 1） 電路電壓檢 測 我們選用的電壓檢測霍爾元件是 CHV25P/600，期具體參數(shù)如下表所示。 表 51 CHV25P/600 參數(shù) 額定輸入電壓 測量電壓范圍 準確度 響應時間 額定輸出 177。600V 0~177。900V 177。% 40μS 5V 電路電壓檢圖如下所示。 從圖中可以看出 ，輸出電壓通過管腳 1 和 2 輸出到霍爾元件內(nèi)部 ，管腳 5 和 3 分別接電源和接地，采樣電阻 ??3接地。其中電阻 R1=R2， 北京交通大學畢業(yè)設計（論文） 目錄 28 圖 54 輸出電壓檢測圖 我們根據(jù)原邊電流大小，確定所需要的電阻阻值，原邊電流用 ????表示， ????在 177。14mA之間，所以我們可以大致算出 R1 的大小。 R1=500??10??A = 50?? 為了減少電流過大對于電路的影響，我們在這里取 R1=55K。 芯片采集的輸出信號的電壓最大值在 ，所以我們可以求得采樣電阻 R3 的大小。 R3 =132Ω 我們可以在這里取得適當?shù)碾娮柚?。我們?nèi)《ú蓸与娮?R3=110Ω. 在圖中，我們將電阻 R3 接地后直接連在了元件的接口，這里是考慮到了電阻對于電路測量過程中的影響，由于這個電路是電路信號檢測電路，微小的變換都有可能對電路產(chǎn)生很大的影響，從而影響了控制電路對于主電路的控制效果，所以我們才把采樣電阻直接與檢測元件相連。 （ 2） 電流檢測電路 電流檢測電路我們采用的 CHB100P 霍爾元件，元件的具體參數(shù)如下表所示。 表 52 CHB100P 參數(shù) 額定輸入電壓 測量電流范圍 準確度 電源最大電流 額定輸出 177。15V 0~100A 177。% 10mA 100mA 圖 55 中，電容 C3， C4 串聯(lián)， C1， C2 串聯(lián)，輸出電流通過導線經(jīng)管腳傳遞到了元件內(nèi)部，經(jīng)過復雜的運算，將輸出信號通過檢測電路輸出。 圖 55 輸出電流檢測圖 通過條件，我們可以知道電源輸出電流 I40A,芯片采樣電壓的最大值不超過 ，所以我們可以通過計算得到采樣電阻 R1 的大小。 R1 ??40???? = 83Ω 考慮到電路的穩(wěn)定性，對 R1 取值， R1=70Ω. 北京交通大學畢業(yè)設計（論文） 目錄 29 IGBT 管驅動電路設計 在第五章開頭我們已經(jīng)介紹了智能數(shù)字芯片對于電路的控制作用，但同時提到了芯片存在的不足，由于芯片產(chǎn)生的 PWM 信號功率較低，無法直接對主電路Q1， Q2， Q3， Q4 晶體管實現(xiàn)關斷的控制作用，所以我們這里需要在控制電路中加上一個額外的驅動放大電路，來實現(xiàn)對 PWM 信號功率放大，從而實現(xiàn)對主電路的控制作用。 在選擇晶體管上面，選擇了 2SD106AI17 模塊，該模塊管有著良好的自我保護功能，可以在各種復雜電路中仍然保持電路的安全，同時電動汽車充電柱直接與電網(wǎng)連接，內(nèi)部存在高壓電，該模塊可以實現(xiàn)在大功率環(huán)境的正常工作。該模塊芯片管腳圖如下所示。 圖 56 2SD106AI17 模塊引腳圖 將 MOD 模式選擇芯片各部分接電源 ，通過驅動電路 57，實現(xiàn)對主電路晶體管的驅動作用。 北京交通大學畢業(yè)設計（論文） 目錄 30 圖 57 IGBT 晶體管驅動電路 圖中管腳 11,12 分別于電源正極和大地相連接。輸出信號通過管腳 14,15,20,21，通過輸出端 E1， G1， E2， G2 分別作用于主電路 IGBT 晶體管。 根據(jù)電路的 RC 環(huán)節(jié)，計算得到死區(qū)時間為 ， R=16KΩ,C=150pF，在這里參考電壓符號為 ??????,參考電阻 ??????,為了防止電流電壓過大對于晶體管的關斷作用會發(fā)生偏差，我們需要計算出參考電阻。 ?????? = ??????150???? 其中有 ?????? = ??????(??????), ??????(??????)是 IGBT 管的壓降，所以我們可以得到 ??????=50Ω. 在確定了參考電阻之后，我們需要考慮 IGBT 管是否能按時關斷，決定按時關斷的部分在于驅動電路的驅