【導讀】經(jīng)過數(shù)十次的修改與修訂，此版本為最終完美版~就為研究變頻器的模塊化、系統(tǒng)化提供了很好的前景。變頻器中的輔助電源是首先要解決的問。研究設計基于UC3844專用PWM發(fā)生芯片，采用反激變換器結構的高壓直流（DC. 350V-700V）輸入多路隔離輸出電源。的該系統(tǒng)應符合各項行業(yè)規(guī)定。1月12日-1月18日查閱資料、撰寫文獻綜述、撰寫開題報告。3月06日-3月15日畢業(yè)實習、撰寫實習報告。3月16日-4月22日主要完成系統(tǒng)軟硬件構建的初步設計。5月11日-5月20日完成系統(tǒng)的主電路設計與元器件計算。5月21日-5月25日完成工藝設計。5月26日-6月01日撰寫畢業(yè)設計說明書（論文）。6月02日-6月06日修改、裝訂畢業(yè)設計說明書、指導教師評閱。6月07日-6月14日畢業(yè)設計答辯。

　　

【正文】 同。目前大量使用的 PNP 或 NPN 面結型功率管均屬于雙極型功率管，其開關時間為微秒級，一般只能工作在幾十個千赫以下。這種功率管在工作時若 UCE 突然跌落，管子就在極短時間內從高壓小電流變成低壓大電流狀態(tài)，所呈現(xiàn)的負阻想象稱作二次擊穿。由于它存在二次擊穿現(xiàn)象，因此只能用在安全工作區(qū)以內，這就使實際功耗必須大大低于器件的最大允許功耗。 本電路的開關功率管設計采用 MOS 管， MOS 管具有輸入阻抗高、高耐壓、通態(tài)電阻小、開關速度快、成本低廉等優(yōu)點，是一種有廣大發(fā)展前途的新型 MOS 功率器件。由于單端反激式開關電源中所產生的反向電動勢 e=170V ，繞組漏 感造成的尖峰電壓Ul187。100V ，那么 U Imax + e +Ul187。650V ，因此開關功率管應能承受 650V 以上的高壓。另外，考慮到 MOS 管的損耗分為開關損耗和導通損耗，開關損耗與開關頻率有關，導通損耗與 MOS 管導通電阻 Rds 有關，因此在選擇開關管的時候，為了減少其導通損耗，通常選擇導通電阻小的 MOS 管。這里采用型號為 2SK2611 的 MOS 管，其漏源間能承受最高電壓 900V，最大漏極電流 9A，最大漏極耗散功率 150W，導通電阻 Rds = ，完全能滿足要求，但是在使用過程中必須加合適的散熱 器，并使用硅脂涂層。 變壓器設計 變壓器在開關電源設計中占有很重要的部分，它嚴重影響著電源的效率、工作能力和輸出功能。在設計時，我們不僅要考慮工作中頻率、輸入和輸出電壓、主電路的形式、轉換功率容量，還要考慮繞組繞制的方式、空間大小、散熱方式、工作環(huán)境、鐵芯材料和形狀和成本等多種方面的因素。在設計單端反激式變換電路的變壓器時，我們要注意到它也可以有電抗器的功能，所以要根據(jù)實際情況來設計。 基于 UC3844 變頻器輔助電源的研究設計 19 G N DM O S F E T 圖 開關電源的變壓器部分 如圖 ， MOSFET 功率開關管因為 PWM 脈沖激勵開始導通，變壓器的原邊繞組上開始流入直流輸入電壓，變壓器次級繞組上感應出的電壓使整流二極管阻斷，此時電源能量以磁能形式存儲在電感里；當 MOSFET 開關管截止時，原邊繞組兩端電壓反向開始給原邊繞組回路施加電壓，副邊繞組上的電壓極性隨之顛倒，這時候輸出端的整流二極管開通通，儲存在變壓器中的電壓釋放給負載電路，完成電流的輸出。 計算一次繞組參數(shù) 根據(jù)技術指標的要求，輸入功率約為 ，則原邊峰值電流為 : Ipk=2Po/(Vin(max)Dmax)= () 式中： Po 為輸出功率， ； Vin(max)為交流電壓的最大值 (經(jīng)過整流后得到的直流電壓的數(shù)值，取 700V； Dmax 為最大占空比，取 。 變壓器的初級電感量為 : Lp=Vin(max) Dmax/(Ipk f)= mH () 式中： Vin(max)為交流電壓的最小值經(jīng)過整流后得到的直流電壓的數(shù)值，取 350V； Dmax 為最大占空比，取 ； 基于 UC3844 變頻器輔助電源的研究設計 20 f 為工作頻率， UC3844 的振蕩工作頻率由引腳 4 與引腳 8 之間所接定時電阻 RT、引腳 4 與地之間所接定時電容 CT 設定。 計 算公式為 : f=1/T=RTCT/= () 這里取 f 為 60 kHz。 設滿載時的峰值電流為 Ip ，在進行短路保護時的過載電流為 Is， 則 Im max2 oPinPI UD?? () 5 m axU I m i n P2I 0p ??????? ? () p Is ?? () 在一次繞組上儲存的電能為 ? ?mj5 3 3 ????? () 計算磁芯參數(shù) 高頻變壓器的最大承受功率 PM 與磁芯截面積 S1（單位是 cm2）之間存在下述經(jīng)驗公式 1 MSP? () 其中， PM 的單位取 W。 其中 Sj=CD， C 為舌寬； D 為磁心厚度， Pm單位為 W?，F(xiàn)實際輸出功率Po=+3+10=。 設開關電源的效率 η =85%，則高頻變壓器的額定輸入功率 P1=Po/η =，設計高頻變壓器時留出一點余量，可取 Pm=50W。 則 Si= ?? () 基于 UC3844 變頻器輔助電源的研究設計 21 計算變壓器有效體積 在單端反激式變換器電路中，變壓器初級繞組只在 B— H 待佐曲線 (磁滯回線 )的一個方向 上被驅動，因此，在設計時注意不要使其飽和 ， 所選擇的磁芯一定要有足夠大的有效體積，通常應用空氣隙來擴大其有效體積 。 傳輸變壓器有效體積 v 的計算公式如下： 0 e m a x2m a xLILV B??? ? ?? () ILamx 最大負載電流 L：變壓器次級繞組的電感量 0? ：空氣的導磁率，其值為 15 e? ：所選磁芯的磁性材料的相對導磁率 Bmax：磁芯的最大磁通密度 相對導 磁率從應盡可能選得大一些，以避免由于喂制磁充尺寸和線徑，以及銅損和鐵損引起磁芯溫升過高。 確定一次繞組匝數(shù) N1 可由下式確定 N1， R 值設定為 ，磁鐵密度 Bpk 怎么變化都不會超過 。 fAeB p k2 D m a xU I m inR211N ??? ???????? ?? () 我們查得數(shù)據(jù)可知，高頻變壓器 EER28 磁心有效面積 Ae = 此通報和密度 B= 帶入數(shù)據(jù)得到 211N 34 ?????? ???????? ?? () 確定自饋繞組 Ns 和二次繞組的匝數(shù) 一旦一次繞組確定之后，利用下式即可計算 N2， N3 的匝數(shù) ? ?? ?D m a xU I m in D m a x1Uf0U1NN ??? () 式中 oU —— 繞組 N2（或 N3）兩端的電壓； FU —— 輸出整流二極管的正向壓降。 基于 UC3844 變頻器輔助電源的研究設計 22 自饋繞組 N2 回 路中的整流管 VD1，其 FU ≈ 1V。繞組兩端的有效值電壓為 20V 時，經(jīng)整流濾波后可獲得大約 16V 的直流電源，開始向 UC3844 供電。 ? ? ? ? 5 0 s ????? () 實際取 5 匝。 二次繞組 N3 回路中可以使用肖特基整流二極管， U≈ ， Uo=5V，故 ? ? ? ? 3 ?? ??? () 鑒于當輸出電流 Io 達到 5A 時，在輸出電阻及繞組的銅阻上均會產生壓降，會果斷輸出電壓的跌落，因此應適當增加 N3 的匝數(shù)，以提升 UO 。實際取 N3=2匝，用 2股 ? 高強度漆包線并聯(lián)后繞制而成。 Uo=15V 時， 匝）（）（ 4 ?? ???? () 實際取 4 匝。 Uo=24V 時， 匝）（）（ 5 0 5 ?? ???? () 實際取 6 匝。 計算空氣氣隙 ? 為防止高頻變壓器發(fā)生磁飽和現(xiàn)象而損壞開關功率管，需要在 EER28型磁心的兩個 側面各留出一定的空氣氣隙 d 。假如磁場集中于氣隙處而未向外部泄露，則 B ?? ? () 這里去 B=500mT，把 N1=53， Is= 代入可得 ??? () 保留余量，每邊可留出 1mm的氣隙。 另外，利用 AP 法選擇最小尺寸的磁芯 m a x610BKKj L pkLpAcAe ce ???? ???? () 式中： Lp 為變壓器初級電感量； Lpk 為原邊峰值電流； 基于 UC3844 變頻器輔助電源的研究設計 23 j 為電流密度，這里取為 3； Ke 為鐵芯截面有 效系數(shù)，選鐵氧體鐵芯， Ke=； Kc 為鐵芯窗口的有效利用系數(shù)，取 ； △ Bmax 為磁通密度的最大變化量，取 據(jù)此可選 EER28 型磁芯 導線截面積為 Sx=Iin(max)/j=可選擇直徑為 1mm的漆包線。 反激變換器在工作于 CCM 模式下電流應力、外特性、原邊電感量及反向恢復問題的分析。在 CCM 模式下原邊電感為變換器處于電感電流臨界連續(xù)時感值的 k 倍， 其表達式為 221 2in c sc oU D TLKP??? () 由流過電感的電流與加在其上的電壓關系可得電感電流變化量 1in c sp c vccU D TII L???? () 代入上式可得 2 opc vcin cPII kU D?? ? () 由 CCM 模式電流波形關系可得 22oop c v cc c oI N P NII D D U? ? ? () ? ?221ocp c v cin cPDII UD??? ? () 將上式聯(lián)立可得每個開關周期電感電流峰值和最小值 ? ?21 2 ( 1 )o oopci n c i n c i nPD PPkI U D k U D k U? ?? ? ??? () ? ?21 2 ( 1 )o oovci n c i n c i nPD PPkI U D k U D k U? ?? ? ??? () 電感電流的峰值和最小值與之比為 11p v c p c kk I I k???? () 基于 UC3844 變頻器輔助電源的研究設計 24 每個開關周期電感電流有效值為 ? ? 22 311 16pcr m s c p c c p p I kI I D k k k ?? ? ? ? ? () 緩沖電路設計 在反激變換器的工作過程中，容易引起開關應力變高，從而導致開關出現(xiàn)損耗的原因一般有兩個 :一個是負載線連接不合理，第二個是當 MOSFET 功率開關管關斷時，漏電感引起開關管集電極電壓驟然升高。抑制開關應力的辦法有兩種，即耗散過電壓，和減小漏電感。 減小漏電感主要靠生產和制造工藝的手法；耗散過電壓則 依靠和電感線圈并聯(lián)的RC 緩沖電路，或與開關并聯(lián)的 RC 緩沖電路。 SRDCC 1N 2N 1T 1D 2C fR LU i n+ 圖 緩沖電路 每當開關管由導通變?yōu)榻刂箷r，在變壓器的一次繞組上就會產生尖峰電壓和感應電壓。由于高頻變壓器存在漏感而形成的尖峰電壓，它對電路造成極大沖擊，因為很容易損壞功率開關管。為此，在電路中加入 RCD 緩沖電路，用于吸收尖峰電壓。 緩沖的電容要滿足在開關管集電極電流降為 0 時，其集電極電壓不能超過 Vceo 的70% ，即 nFceoIC p ??? () 取 10nF/400V 式中： Ip 是原邊電流； Vceo 是晶體管的 Vceo 額定值 (500V)。 基于 UC3844 變頻器輔助電源的研究設計 25 按 RC 時間常數(shù)為 toff(min)來計算電阻 R 值，即 R=(min)/C 102= kΩ 取 15 kΩ 電阻消耗功率為： 25 1 cCVP? () f= 式中： Vc 為整流后的直流電壓 350V； f 為工作頻率 60 kHz。 為保證此電源能長時間工作，電阻的額定功率應留有一定余量，故選用 5w 的功率電阻。 驅動電路和控制電路設計 UC3844 內部主要由 基準電壓源、用來調節(jié)占空比的振蕩器、電流測定比較器、誤差放大器、降壓器、 PWM 鎖存器和適用于驅動功率管 MOSFET 的電流推挽輸出電路等部件構成。 UC3844 的外部由驅動電路和控制電路所包圍，用于對基于 UC3844 的電路進行控制和驅動。驅動電路，其實質是一個功率放大電路，從而滿足負載額定功率