wm脈寬調(diào)制式逆變器-資料下載頁
2025-08-11 12:50本頁面
【正文】 的采樣點是預先選定的，僅僅在預先選定的等周期固定點上周期地采樣，采樣周期一般是載波三角波周期的一半，采樣點存儲在微機的內(nèi)存中，當載波三角波的值達到這些采樣點的值時，就是開關(guān)點轉(zhuǎn)換時刻，也就是說采樣點與開關(guān)點不重合，采樣點是固定的，開關(guān)點是變化的，開關(guān)點轉(zhuǎn)換時刻可以利用簡單的三角函數(shù)在線地計算出來，這樣就滿足了微機全數(shù)字控制的要求。 Browse SPWM規(guī)則采樣的原理為：正弦調(diào)制波在選定的采樣點的值 被存儲在“采樣保持電路”中，此采樣法選定的采樣時刻為載波三角波的正峰值時刻，采樣周期為載波三角波周期的一半，而且在一個采樣周期 中保持恒定不變，這樣就得到了一個采樣保持式的梯形調(diào)制波 B，取代了原來的正弦調(diào)制波 A，利用梯形調(diào)制波 B與載波三角波 C的交點 a和 b來決定開關(guān)點轉(zhuǎn)換時刻 和 。 ,1t?,2t21 ~ttaT bT? ?? ?? ?? ?? ?? ?PkTMTPkTMTkPPkTtcsTbcsTaTtcccc???????????????si n3si n1:,2,1,00414121下面表示此時相對應的開關(guān)點由示為任意選定，用方程式表的前半周期中可以在第一個采樣周期采樣點的時刻在規(guī)則采樣中，第一個?輸出電壓的基波分量方程式為： 由此式可知 ， 輸出電壓的基波分量不再與調(diào)制度 M和相位的余弦成正比了 ， 而變成了與調(diào)制度 M和載波比 N成非線性函數(shù)的關(guān)系 ， 當 N增大時 ， 基波分量趨于正弦；而當 N較小 ，M較大時 ， 采樣點 P無論取在周期的起點 （ P=0） 、 1/4周期點 ， 還是取在 1/2周期點 ， 規(guī)則采樣法輸出電壓的頻譜 ， 都明顯的劣于自然采樣法 。 ? ? ? ?? ? ? ?? ? ? ??????????????????? ???tkTkMEu sNkkNMkL c o s1si n211211 124)1(廣義規(guī)則采樣時 ， P點可以取 0～ Tc/2中的任一值 ，也即采樣點可以取在前半采樣周期中正弦調(diào)制波上的任意一點 （ 自然采樣點也在其中 ） 。 采樣點越趨近于自然采樣點 ， 其輸出波形的頻譜特性越好 ， 我們可以找到兩個簡單的方法 ， 使其既能接近自然采樣點而又容易計算 ， 這樣是割線逼近法和切線逼近法 。 ? M?a c b39。c39。a載 波 三 角 波 輔 助 計 算 線 tM ?sinPckTA 1aT PkT c ?? ? cTk 21?? ?? ?????tgTTkMTTtgTTkMTTccscbccsca41si n3441si n1411????????? ?? ? ? ?? ?? ?? ? ? ?? ?? ?? ?? ?? ?cscscscbcscscscacscscscbcscscscaTkTTkMTTTkTTkMTTNTkTkMTkMTTTkTkMTkMTT????????????c o s41si n34c o s41si n1415si n1si n41si n34si n1si n41si n141111?????????????????????時當? ?? ?? ?? ?cscscscbcscscscaTkTTkMTTTkTTkMTT??????c o s41si n34c o s41si n1411????????這兩種廣義規(guī)則采樣法的開關(guān)動作時刻都是由載波三角波達到計算采樣點值的時刻來確定的 。 只不過是在經(jīng)典的規(guī)則采樣中由于實際采樣點與計算采樣點重合 ， 所以實際采樣點的值可以直接用來確定開關(guān)點 ， 而在割線法與切線法中實際采樣點與計算采樣點不重合 ， 所以需要先用實際采樣點的值算出計算采樣點的值后 ， 再由此導出開關(guān)點 ， 所以這兩種方法在不增加工作量的情況下拓展了規(guī)則采樣法 ， 在計算難度增加不多的情況下 ， 得到了二個更加接近于自然采樣點逼近法 。 從圖形上看 ， 自然采樣點調(diào)制波是正弦波 ， Bowse規(guī)則采樣點調(diào)制波是階梯波 ， 而割線逼近法和切線逼近法的調(diào)制波是由割線或切線組成的凸多邊形正弦波 ， 顯然 ， 與梯形波相比 ， 凸多邊形正弦波更接近于正弦波 。 產(chǎn)生 SPWM波形的控制電路有許多種，下面講述有代表性的三個例子： 1）用比較器對調(diào)制波和載波進行比較，根據(jù)幅值的大小決定輸出狀態(tài)，當載波比 N足夠大時一般稱為諧波調(diào)制； 2）用定時器或計數(shù)器對脈沖寬度持續(xù)計數(shù)，此法雖然與第一種調(diào)制方法不同，但是都是通過調(diào)制波來決定脈沖寬度，從而得到和載波同步的脈沖列； 3）把預先規(guī)定的脈沖寬度存儲在 ROM里，然后根據(jù)載波脈沖來輸出，脈沖模式的決定與調(diào)制波形無關(guān)，由載波同步得到所希望的脈沖寬度。 模擬方法多用線性積分電路產(chǎn)生三角波 ， 用文氏校振蕩器或 RC振蕩器產(chǎn)生正弦波 ， 然后通過比例放大器控制其幅值 。 用微型計算機程序控制 ， 配合集成電路 PWM調(diào)制器（ 如 SLE4520集成塊 ） ， 用最少的元器件可以直接獲得脈寬調(diào)制波 。 這種程控化 、 軟件化的方法經(jīng)濟可靠 。雖然技術(shù)問題還有待進一步開發(fā) ， 但確有廣泛的發(fā)展前途 。 ? 這種方法介于模擬法和數(shù)字法之間。模擬法難以實現(xiàn)三角波與正弦波從同步，而且用的元器件多，有溫度漂移，可靠性差，目前已很少應用。數(shù)字模擬混合法吸收了數(shù)字電路的優(yōu)點：準確，可靠，容易實現(xiàn)同步，發(fā)展較快，電路所用元器件也是千變?nèi)f化的，其中查表法比較典型。查表法是將正弦波或三角波一個周期分割成許多等分，計算各分點的幅值，化整為 16進制的數(shù)碼，依次存放在從 0單元開始的 EPROM存儲器中，形成數(shù)據(jù)表格。一個計數(shù)器由給定的時鐘驅(qū)動計數(shù)，在表格中依次查詢數(shù)據(jù)，同時把查到的數(shù)據(jù)送給 CMOS數(shù)模轉(zhuǎn)換器。 直流電壓利用率： 當調(diào)制度 M=1時 ， 三相逆變器輸出線電壓的幅值與直流電源電壓 E的比值 。 SPWM三相逆變器輸出電壓的幅值為 ， 故其直流電壓利用率為 ， 說明直流電壓利用率不高 。 這是 SPWM逆變器的缺點之一 。 23ME18 6 ??EESPWM三相逆變器的直流電壓利用率只有 ， 直流電壓沒有得到充分利用 ，其原因是一相電壓的峰值和它相電壓的反峰值之間有 60176。 的相位差 。 解決這個問題的方法之一是使輸出線電壓在保持正弦的條件下 ， 使調(diào)制波畸變 。 具體做法是使各相波形在半個周期內(nèi)有 60176。 固定在正或負擔飽和點 ， 以對其它兩相進行控制 ，使線電壓為正弦波 。 這種方式是在三相半波的三個橋臂中 ， 使一個橋臂的通斷狀態(tài)固定不變 ， 只調(diào)節(jié)其它兩個橋臂 ， 因此稱這種調(diào)節(jié)方式為兩橋臂調(diào)制或兩相調(diào)制 。 同步式 SPWM逆變器中 ， 采用正弦波與三角波進行比較的三相逆變器 ， 逆變器的開關(guān)轉(zhuǎn)換時間由負載相電壓正弦波和載波三角波的交點決定 。 在實際應用中 ， 負載往往沒有中性點 ， 因此所需要的自由度就少了一個 ， 這時如果采用線電壓控制自由度就夠了 ， 并且還多出一個自由度 。 適當?shù)乩眠@個多出的自由度 ， 可以得出特性更好的 PWM調(diào)制法 。 目前在實際應用的設(shè)備中 ， 采用線電壓控制的產(chǎn)品逐漸在增多 ， 通常把這種控制方式稱為線電壓控制方式 ，與其相對應 ， 把采用相電壓控制者稱為相電壓控制方式 。 相電壓控制方式下 ， 如果給相電壓同時都疊加上一個任意電壓時 ， 線電壓也不會發(fā)生波形失真的情況 ， 這個疊加電壓可以采用任意形式 ， 但原則上其頻率應是基波頻率的三倍比較合適 。 1） 每一時刻只有兩相受到調(diào)制 ， 故稱為兩相鞍形 PWM調(diào)制 （ 調(diào)制波形象馬鞍形 ） 。 2） 與相電壓控制方式比較 ， 最高輸出電壓可以提高 15% 。 3） 功率分配上臂輕 ， 下臂重 ， 功率指標不能充分利用 。
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