【正文】 的采樣點是預先選定的，僅僅在預先選定的等周期固定點上周期地采樣，采樣周期一般是載波三角波周期的一半，采樣點存儲在微機的內存中，當載波三角波的值達到這些采樣點的值時，就是開關點轉換時刻，也就是說采樣點與開關點不重合，采樣點是固定的，開關點是變化的，開關點轉換時刻可以利用簡單的三角函數(shù)在線地計算出來，這樣就滿足了微機全數(shù)字控制的要求。 Browse SPWM規(guī)則采樣的原理為：正弦調制波在選定的采樣點的值 被存儲在“采樣保持電路”中，此采樣法選定的采樣時刻為載波三角波的正峰值時刻，采樣周期為載波三角波周期的一半，而且在一個采樣周期 中保持恒定不變，這樣就得到了一個采樣保持式的梯形調制波 B，取代了原來的正弦調制波 A，利用梯形調制波 B與載波三角波 C的交點 a和 b來決定開關點轉換時刻 和 。 ,1t?,2t21 ~ttaT bT? ?? ?? ?? ?? ?? ?PkTMTPkTMTkPPkTtcsTbcsTaTtcccc???????????????si n3si n1:,2,1,00414121下面表示此時相對應的開關點由示為任意選定，用方程式表的前半周期中可以在第一個采樣周期采樣點的時刻在規(guī)則采樣中，第一個?輸出電壓的基波分量方程式為： 由此式可知 ， 輸出電壓的基波分量不再與調制度 M和相位的余弦成正比了 ， 而變成了與調制度 M和載波比 N成非線性函數(shù)的關系 ， 當 N增大時 ， 基波分量趨于正弦；而當 N較小 ，M較大時 ， 采樣點 P無論取在周期的起點 （ P=0） 、 1/4周期點 ， 還是取在 1/2周期點 ， 規(guī)則采樣法輸出電壓的頻譜 ， 都明顯的劣于自然采樣法 。 ? ? ? ?? ? ? ?? ? ? ??????????????????? ???tkTkMEu sNkkNMkL c o s1si n211211 124)1(廣義規(guī)則采樣時 ， P點可以取 0～ Tc/2中的任一值 ，也即采樣點可以取在前半采樣周期中正弦調制波上的任意一點 （ 自然采樣點也在其中 ） 。 采樣點越趨近于自然采樣點 ， 其輸出波形的頻譜特性越好 ， 我們可以找到兩個簡單的方法 ， 使其既能接近自然采樣點而又容易計算 ， 這樣是割線逼近法和切線逼近法 。 ? M?a c b39。c39。a載 波 三 角 波 輔 助 計 算 線 tM ?sinPckTA 1aT PkT c ?? ? cTk 21?? ?? ?????tgTTkMTTtgTTkMTTccscbccsca41si n3441si n1411????????? ?? ? ? ?? ?? ?? ? ? ?? ?? ?? ?? ?? ?cscscscbcscscscacscscscbcscscscaTkTTkMTTTkTTkMTTNTkTkMTkMTTTkTkMTkMTT????????????c o s41si n34c o s41si n1415si n1si n41si n34si n1si n41si n141111?????????????????????時當? ?? ?? ?? ?cscscscbcscscscaTkTTkMTTTkTTkMTT??????c o s41si n34c o s41si n1411????????這兩種廣義規(guī)則采樣法的開關動作時刻都是由載波三角波達到計算采樣點值的時刻來確定的 。 只不過是在經典的規(guī)則采樣中由于實際采樣點與計算采樣點重合 ， 所以實際采樣點的值可以直接用來確定開關點 ， 而在割線法與切線法中實際采樣點與計算采樣點不重合 ， 所以需要先用實際采樣點的值算出計算采樣點的值后 ， 再由此導出開關點 ， 所以這兩種方法在不增加工作量的情況下拓展了規(guī)則采樣法 ， 在計算難度增加不多的情況下 ， 得到了二個更加接近于自然采樣點逼近法 。 從圖形上看 ， 自然采樣點調制波是正弦波 ， Bowse規(guī)則采樣點調制波是階梯波 ， 而割線逼近法和切線逼近法的調制波是由割線或切線組成的凸多邊形正弦波 ， 顯然 ， 與梯形波相比 ， 凸多邊形正弦波更接近于正弦波 。 產生 SPWM波形的控制電路有許多種，下面講述有代表性的三個例子： 1）用比較器對調制波和載波進行比較，根據(jù)幅值的大小決定輸出狀態(tài)，當載波比 N足夠大時一般稱為諧波調制； 2）用定時器或計數(shù)器對脈沖寬度持續(xù)計數(shù)，此法雖然與第一種調制方法不同，但是都是通過調制波來決定脈沖寬度，從而得到和載波同步的脈沖列； 3）把預先規(guī)定的脈沖寬度存儲在 ROM里，然后根據(jù)載波脈沖來輸出，脈沖模式的決定與調制波形無關，由載波同步得到所希望的脈沖寬度。 模擬方法多用線性積分電路產生三角波 ， 用文氏校振蕩器或 RC振蕩器產生正弦波 ， 然后通過比例放大器控制其幅值 。 用微型計算機程序控制 ， 配合集成電路 PWM調制器（ 如 SLE4520集成塊 ） ， 用最少的元器件可以直接獲得脈寬調制波 。 這種程控化 、 軟件化的方法經濟可靠 。雖然技術問題還有待進一步開發(fā) ， 但確有廣泛的發(fā)展前途 。 ? 這種方法介于模擬法和數(shù)字法之間。模擬法難以實現(xiàn)三角波與正弦波從同步，而且用的元器件多，有溫度漂移，可靠性差，目前已很少應用。數(shù)字模擬混合法吸收了數(shù)字電路的優(yōu)點：準確，可靠，容易實現(xiàn)同步，發(fā)展較快，電路所用元器件也是千變萬化的，其中查表法比較典型。查表法是將正弦波或三角波一個周期分割成許多等分，計算各分點的幅值，化整為 16進制的數(shù)碼，依次存放在從 0單元開始的 EPROM存儲器中，形成數(shù)據(jù)表格。一個計數(shù)器由給定的時鐘驅動計數(shù)，在表格中依次查詢數(shù)據(jù)，同時把查到的數(shù)據(jù)送給 CMOS數(shù)模轉換器。 直流電壓利用率： 當調制度 M=1時 ， 三相逆變器輸出線電壓的幅值與直流電源電壓 E的比值 。 SPWM三相逆變器輸出電壓的幅值為 ， 故其直流電壓利用率為 ， 說明直流電壓利用率不高 。 這是 SPWM逆變器的缺點之一 。 23ME18 6 ??EESPWM三相逆變器的直流電壓利用率只有 ， 直流電壓沒有得到充分利用 ，其原因是一相電壓的峰值和它相電壓的反峰值之間有 60176。 的相位差 。 解決這個問題的方法之一是使輸出線電壓在保持正弦的條件下 ， 使調制波畸變 。 具體做法是使各相波形在半個周期內有 60176。 固定在正或負擔飽和點 ， 以對其它兩相進行控制 ，使線電壓為正弦波 。 這種方式是在三相半波的三個橋臂中 ， 使一個橋臂的通斷狀態(tài)固定不變 ， 只調節(jié)其它兩個橋臂 ， 因此稱這種調節(jié)方式為兩橋臂調制或兩相調制 。 同步式 SPWM逆變器中 ， 采用正弦波與三角波進行比較的三相逆變器 ， 逆變器的開關轉換時間由負載相電壓正弦波和載波三角波的交點決定 。 在實際應用中 ， 負載往往沒有中性點 ， 因此所需要的自由度就少了一個 ， 這時如果采用線電壓控制自由度就夠了 ， 并且還多出一個自由度 。 適當?shù)乩眠@個多出的自由度 ， 可以得出特性更好的 PWM調制法 。 目前在實際應用的設備中 ， 采用線電壓控制的產品逐漸在增多 ， 通常把這種控制方式稱為線電壓控制方式 ，與其相對應 ， 把采用相電壓控制者稱為相電壓控制方式 。 相電壓控制方式下 ， 如果給相電壓同時都疊加上一個任意電壓時 ， 線電壓也不會發(fā)生波形失真的情況 ， 這個疊加電壓可以采用任意形式 ， 但原則上其頻率應是基波頻率的三倍比較合適 。 1） 每一時刻只有兩相受到調制 ， 故稱為兩相鞍形 PWM調制 （ 調制波形象馬鞍形 ） 。 2） 與相電壓控制方式比較 ， 最高輸出電壓可以提高 15% 。 3） 功率分配上臂輕 ， 下臂重 ， 功率指標不能充分利用 。