【正文】 目 錄摘要 IAbstract II第一章 緒論 1 研究背景 1 孤島研究的意義 1 孤島研究的發(fā)展 2 課題研究的內容及主要解決問題 4第二章 主電路的設計及仿真 5 并網逆變器的拓撲 5 低頻環(huán)節(jié)并網逆變 5 高頻環(huán)節(jié)并網逆變 6 非隔離型并網逆變 6 并網逆變系統(tǒng)的選擇及其工作原理 7 Boost電路 7 單相全橋逆變電路 9 濾波電路參數(shù)設計 11 開關元件選擇 12 逆變器的建模 13 開環(huán)系統(tǒng)仿真 16 本章小結 17第三章 控制電路的設計 19 單相并網逆變的控制設計 19 并網逆變的電流跟蹤控制方式 20 滯環(huán)控制電流瞬時值比較方式 20 定時控制的電流瞬時值比較方式 21 應用三角波比較的電流跟蹤方式 21 單極性SPWM控制方式 22 改進型并網逆變電流跟蹤方式 24 電網電壓前饋補償 25 PI調節(jié)器 26 控制系統(tǒng)的動態(tài)性能指標 26 調節(jié)器結構的選擇 27 調節(jié)器參數(shù)的設計 28 閉環(huán)控制系統(tǒng)的仿真 29 本章小結 31第四章 孤島效應及其檢測 33 孤島效應及其負面影響 33 孤島檢測標準 33 電壓和頻率觸發(fā)標準 33 孤島分析模型 34 本設計所采用的孤島檢測方法 34 孤島檢測方法 34 本系統(tǒng)的孤島檢測法 35 系統(tǒng)仿真 36 系統(tǒng)仿真模型 36 仿真結果 37 孤島檢測流程圖 39 本章小結 39結論 41參考文獻 43致謝 45附錄1 開題報告 47附錄2 中期報告 51附錄3 英文翻譯原件 57附錄4 英文翻譯 6337第一章 緒論 第一章 緒論 研究背景能源與環(huán)境是二十一世紀人類所面臨的重要基本問題。人類生存嚴重依賴的石油、天然氣按目前速度僅能使用幾十年，原煤僅能使用二百年，這些一次能源最終將走向枯竭，人類必須及早尋求新的替代能源。另一方面，大量使用化石能源,已經造成極為嚴重的大氣污染，每年有數(shù)十萬噸硫等有害物質排向天空，大量排放的CO2等溫室氣體使得地球表面氣溫逐年升高，如果不加控制，溫室效應將使南、北兩極的冰山融化，這可能會使海平面上升幾米，四分之一的人類生活空間將由此受到極大威脅。我國正處在經濟轉軌和蓬勃發(fā)展時期，但能源問題嚴峻，由于城市中大量使用化石能源，環(huán)境持續(xù)惡化。2000年世界衛(wèi)生組織公布的世界上污染最嚴重的十大城市中，中國占了8個。另一方面，我國具有豐富的太陽能資源，日照時數(shù)大于2000h、太陽能總輻射量高于5016MJ／(m2a)的地方約占全國總面積的三分之二以上，尤其是西部地區(qū)有很大的潛力。在這些地方發(fā)展并網發(fā)電計劃，對于緩解當?shù)氐哪茉簇毞η闆r，提高當?shù)厝藗兩钏接兄鴺O其重要的意義[1]。我國也是一個人口大國,人均能耗的微小增長就會匯積成龐大的供電需求，電力緊張成為伴隨經濟發(fā)展如影隨形的制約。世界范圍內的新能源開發(fā)利用熱潮、分布式供電體系以及微型電網的出現(xiàn)為解決能源與環(huán)境問題帶來了新的希望，這些分布式供電系統(tǒng)雖然普遍裝機容量較小，但依托當?shù)靥烊毁Y源的優(yōu)勢實現(xiàn)減排或零排放，開發(fā)過程清潔環(huán)保；靠近用戶，電力變換、遠距離傳輸?shù)葞淼碾娔軗p耗被大大減小，總效率提高。但隨著光伏并網發(fā)電系統(tǒng)的不斷發(fā)展,檢測出電網斷開后的孤島狀態(tài)變得極其的重要。 孤島研究的意義隨著傳統(tǒng)能源的不斷枯竭，新興能源發(fā)展迅速，如光伏發(fā)電、燃料電池等分布式發(fā)電技術。為了充分利用這些分布式發(fā)電技術的優(yōu)點，滿足用戶對電能日益增長的需要，保證用電的可靠性和電能質量，可將這些系統(tǒng)接成并網運行模式。然而，由于故障或維護造成的有意或無意的主電網掉電，使得局部電網供用電不平衡，會產生嚴重的后果：(1)孤島中的電壓和頻率無法控制，可能對用戶設備造成損壞；(2)孤島中的線路仍然帶電，可能對維修人員造成危險；(3)非同相合閘時，可能會造成線路再次跳閘，或者對逆變電源和其他與其相連的設備造成損壞；(4)如果負載容量與逆變器容量不匹配，容易對逆變器造成損壞。所以，不管是從安全性，還是可靠性方面考慮，分布式發(fā)電系統(tǒng)都應具備防止孤島產生的能力。 孤島研究的發(fā)展所謂孤島狀態(tài)是指包含有負載和逆變電源的局部電網從主電網中脫離出來，并且在此局部電網中，逆變電源持續(xù)給負載供電的一種電氣現(xiàn)象。如圖11所示，當斷路器斷開后，它的左邊系統(tǒng)就處于孤島狀態(tài)。圖11 逆變電源并網系統(tǒng)國內外許多專家學者提出了多種檢測方法，大體可分為兩類：被動式孤島檢測和主動式孤島檢測。被動式檢測法有過／欠電壓、頻率檢測法、電壓諧波檢測法等；主動式檢測法有自動頻率漂移法，滑差式頻率位移法，無功補償檢測法，電壓不平衡電流總諧波失真檢測法等等。被動式檢測法檢測盲區(qū)較大，主動式檢測法輸出諧波較大或控制算法過于復雜在實際應用中難以實現(xiàn),但減小了檢測盲區(qū)得到了廣泛的運用。1） 被動式檢測方法即僅監(jiān)測電壓電流等電量的變化而不實施主動擾動，包括：（1） 檢測公共點電壓和頻率，根據電壓、頻率是否超出正常范圍的（UV/OV：電壓低/電壓高；UF/OF：頻率低/頻率高）來判斷電網的存續(xù)狀態(tài)。這是孤島檢測中最常用的指標，不需外加任何硬件，但如果不與其它技術配合，會有較大檢測盲區(qū)。（2） 檢測電壓相位跳變檢測公共點電壓相位是否有跳變，從而判斷電網是否被斷開。該方法有檢測盲區(qū)，且閾值難以整定（容、感性負載投切、電機負載啟動等都可能產生較大的電壓相位跳變），在縮小孤島檢測盲區(qū)與減少誤動作方面難以兩全。（3） 檢測諧波的變化通過檢測公共點電壓諧波的變化來判斷孤島。該方法也存在檢測盲區(qū)和閾值難于整定的問題，例如本地負載含非線性負載時，這將會導致THD的明顯變化；而對高品質因數(shù)RLC負載，其濾波特性能使失壓后的電壓諧波也保持在低水平，增加了判別孤島的難度。被動式孤島檢測方法的共同缺點是：閾值難以整定、有檢測盲區(qū)。2） 主動式檢測方法為彌補被動式檢測的不足，人們提出了多種主動式方法來提高孤島檢測的準確率，主要有：（1） 對有功功率實施擾動對逆變器的輸出電流幅值進行間歇性擾動，使輸出有功功率變化，監(jiān)測公共點電壓是否隨之變化，從而判斷電網是否失壓。不足：多個光伏系統(tǒng)并網時，擾動不同步會使檢測的準確性大受影響；即使同步問題能得到較好解決，在多光伏系統(tǒng)并網運行時由于輸出功率變化大，也有可能造成電壓閃變和電網不穩(wěn)。（2） 主動移頻偏移技術[5]即對逆變器輸出電流的相位（頻率）施加擾動。當電網正常時公共點頻率和相位受電網電壓的鉗制，擾動對電壓不起作用，一旦電網被斷開，按正反饋控制的擾動量會把公共點頻率推離正常范圍，從而判斷出孤島。該辦法有較高的準確性，有檢測盲區(qū)小、易于實現(xiàn)等優(yōu)點。該技術的檢測盲區(qū)主要集中在負載品質因數(shù)Q較高、光伏逆變器輸出有功/無功與本地負載消耗的有功/無功相匹配的情況中。（3） 輸出電壓正反饋對逆變器的輸出電流構造正反饋，根據公共點電壓的波動修改電流給定，使電壓越高，電流給定越大。這樣在電網斷開后，逆變器的輸出電壓波動因電流給定的改變被人為放大，從而偏離正常范圍，檢測出孤島狀態(tài)。 課題研究的內容及主要解決問題本文主要是針對單相并網逆變器孤島檢測技術進行研究，包括對其主電路,控制電路及其孤島檢測方法進行設計和分析。主要解決的問題有:(1) 并網逆變系統(tǒng)方案的選擇，并對其工作原理進行分析，同時也對濾波電路參數(shù)進行設計，建立仿真模型。(2) 對控制環(huán)節(jié)進行設計，包括對各種控制方式進行分析，選擇適合的控制方式，對控制電路設計，并進行參數(shù)計算。建立仿真模型驗證參數(shù)和方法的可行性。(3) 分析現(xiàn)有孤島檢測的特點和存在的問題，選擇一種可行的檢測方法。并建立仿真模型，驗證方案的可行性。(4) 基于DSP實現(xiàn)系統(tǒng)控制。(5) 學習MATLAB仿真軟件。第二章 主電路的設計及仿真 第二章 主電路的設計及仿真 并網逆變器的拓撲針對并網逆變技術的現(xiàn)狀和發(fā)展趨勢，具體比較逆變器結構拓撲如下,根據輸入輸出隔離變壓器的類型[3]可以分為低頻環(huán)節(jié)并網逆變、高頻環(huán)節(jié)并網逆變以及非隔離型并網逆變。 低頻環(huán)節(jié)并網逆變A. 電路結構低頻環(huán)節(jié)并網逆變器結構如圖21所示，該電路結構由工頻或者高頻逆變器、工頻變壓器以及輸入、輸出濾波器構成。圖21 低頻環(huán)節(jié)并網逆變器電路結構B. 拓撲族低頻環(huán)節(jié)并網逆變器可以由方波、階梯波合成、全橋式等電路，如圖22所示。(a) 半橋(b) 全橋圖22 低頻并網逆變器拓撲圖這類低頻環(huán)節(jié)并網逆變器具有電路結構簡潔、雙向功率流、單級功率變換、高效率、變壓器體積和重量大、音頻噪音大等特點。 高頻環(huán)節(jié)并網逆變高頻環(huán)節(jié)并網逆變器電路結構如圖23所示，該電路結構由高頻逆變器、高頻變壓器、整流器、極性反轉逆變橋以及輸入、輸出濾波器構成。圖23 高頻環(huán)節(jié)并網逆變器電路結構 非隔離型并網逆變對于非隔離型并網逆變通常是需要通過無變壓器隔離的DC／DC變換器將很低的輸入電壓變換為高壓輸出供逆變橋使用，電路如圖24所示。圖24 非隔離型并網逆變結構圖 并網逆變系統(tǒng)的選擇及其工作原理經過方案的比較論證，本設計初步決定采用無變壓器的兩級結構，前級DC／DC變換器和后級的DC／AC逆變器，兩部分通過DClink相連。前級DC／DC變換器，可選擇的型式有半橋式、全橋式、推挽式和Boost式，考慮到輸入電壓較低，如采用半橋式則開關管電流變大，輸出電壓太低；而采用全橋式則控制復雜，開關管功耗增大，因此這里采用結構簡單，控制方便的Boost升壓電路[4]，它根據電網電壓的大小使在不同天氣條件下的輸入電壓達到一個合適的水平，同時在低壓情況下實行最大功率點的跟蹤，增大光伏系統(tǒng)的經濟性能。后級的DC／AC逆變器，采用單相逆變全橋，作用是將DClink直流電轉換成220V／50Hz正弦交流電，實現(xiàn)逆變向電網輸送功率。DClink的作用除了連接DC／DC變換器和DC／AC逆變器，還實現(xiàn)了功率的傳遞。 Boost電路(1) 電路原理圖Boost電路由開關管Q1，二極管D，電感L，電容C組成，完成將太陽能電池輸出的直流電壓升壓到，其原理圖如圖25所示：圖25 Boost 電路圖(2) 工作過程當開關管Q1導通時，二極管反偏，于是將輸出級隔離，由輸入端向電感器供應能量，當開關管Q1斷開時，輸出級吸收來自電感器和輸入端的能量。如圖26所示：圖26 Boost 電路的工作過程(3) 工作原理根據電感電流在周期開始是否從零開始，是否連續(xù)，可分為連續(xù)的工作狀態(tài)或不連續(xù)的工作狀態(tài)兩種模式。由于電路在斷續(xù)工作時電路，電感電流的不連續(xù)，就意味著太陽能輸出的電能在每個周期內都有一部分被浪費掉了，而且紋波也會大些。因此電路的參數(shù)的選擇應讓電路工作在連續(xù)導電的模式下，如圖27所示Boost電路在連續(xù)導電模式下的穩(wěn)態(tài)波形：圖27 Boost 電路連續(xù)導電時的穩(wěn)態(tài)波形 單相全橋逆變電路(1) 電路原理圖圖28 單相全橋逆變電路逆變電路根據直流側電源性質的不同可分為兩種:直流側是電壓源的稱為電壓型逆變電路；直流側是電流源的稱為電流型逆變電路。它們也分別被稱為電壓源型逆變電路和電流源型逆變電路。本論文采用了電壓型逆變電路,即是單相全橋逆變電路,原理圖如28所示。電壓型逆變電路有以下主要特點:(1) 直流側為電壓源,或并聯(lián)有大電容,相當于電壓源。直流側電壓基本無脈動,直流回路呈現(xiàn)低阻抗。(2) 由于直流電壓源的鉗位作用，交流側輸出電壓波形為矩形波，并且與負載阻抗角無關，而交流側輸出電流波形和相位因負載阻抗情況的不同而不同。(3) 當交流側阻感負載是需要提供無功功率，直流側電容起緩沖無功能量的作用。為了給交流側向直流側反饋的無功能量提供通道，逆變橋各橋臂都并聯(lián)了反饋二極管。(2) 工作原理如圖28所示為以絕緣柵雙極性晶體管(IGBT)為主開關器件的單相全橋逆變器主電路圖，其中，為交流輸出電感，為直流側支撐電容，也即前級Boost電路的輸出電容，T1．T4是主開關管IGBT，D1．D4是其反并聯(lián)二極管，對四個開關管進行適當?shù)腜WM控制，就可以調節(jié)輸出電流為正弦波，并且與電網電壓保持同相位，達到輸出功率因數(shù)為l的目的。它是由兩個橋臂并聯(lián)組成的，因此這種橋式拓撲，仍屬于升壓式結構。其啟動的先決條件是直流側濾波電容預先充電到接近電網電壓的峰值，而欲使電感電流能按照給定的波形和相位得到控制，必須保證在運行過程中，直流側電壓不低于電網電壓的峰值，否則，續(xù)流二極管將以傳統(tǒng)的整流方式運行，電感電流不完全可控。圖29 系統(tǒng)主電路圖最終本設計簡化了系統(tǒng)結構,前級Boost升壓部分直接用直流電源代替，且逆變器輸出濾波部分采用LC濾波電路結構，并網下的系統(tǒng)主電路的電路結構如上圖29所示。 濾波電路參數(shù)設計本論文選擇開關頻率, 則逆變器輸出電壓的實際載波頻為。直流側電壓,逆變電路輸出功率為1KW。獨立運行模式LC濾波器的設計取決于電路的載波頻率、最大輸出電壓紋波和電流紋波,同時對通過濾波器的高頻電流需要進行限制以減小損耗和EMI的。濾波電路參數(shù)設計如下[1]:首先，LC濾波器作為低通濾波器，頻率高于其諧振頻率的高次諧波將以40dB／dec衰減，為了實現(xiàn)對開關次諧波的抑制，其諧振周期一般設計為5～10倍的電路載波周期，即有下式成立。 (21) 其次，根據濾波電感的紋波電流確定濾波電感量的大小，已知電感的紋波電流計算公式為 (22)根據單極性SPWM原理可知，在開關頻率遠遠大于工頻頻率的條件下，可以得到每個開關周期的占空比為 (23)將式( 23 )代入式( 22 )可得 (24)由(24)可知,當=/2時,有最大值,即 (25)所以可以取 (26)根據的取值可確定濾波L的取值。若將濾波電感電流紋波近似看作正弦波且假設均由濾波電容吸收，則輸出電壓紋波的最大值應為 (27)將式(25)代入(27)可得 (28)因此，為限制電壓紋波，要求