【正文】 () 式中。第三節(jié) D類功放設(shè)計(jì)方案 在以前設(shè)計(jì)和實(shí)驗(yàn)的基礎(chǔ)上，D類功放采用H橋結(jié)構(gòu)。H橋電路得名于它的形狀酷似字母H，(a)所示，常用于電機(jī)驅(qū)動電路。(b)所示，當(dāng)Q1和Q4管開啟，Q3和Q2管截止時(shí)，電源直接通過Q1和Q4加載到負(fù)載兩端，電流如粗箭頭所示；(c)所示，當(dāng)Q1和Q4管截止，Q3和Q2管開啟時(shí)，電源直接通過Q2和Q3加載到負(fù)載兩端，電流與(b)圖相反。后文將對敘述控制H橋電路的設(shè)計(jì)方案。 (a) (b) (c) H橋示意圖 對于功率可調(diào)，本設(shè)計(jì)采用脈沖密度調(diào)制（Pulse Density Modulation ,PDM），它是一種脈沖寬度固定，用輸入信號去調(diào)制脈沖頻率的方式。實(shí)際上就是控制向負(fù)載饋送能量的時(shí)間來控制輸出功率。這種控制方法的基本思路是：假設(shè)總共有N個(gè)調(diào)功單位，在其中M個(gè)調(diào)功單位里逆變器向負(fù)載輸出功率；而剩下的N－M個(gè)單位內(nèi)停止工作，負(fù)載能量以自然振蕩形式逐漸衰減，不過通過選擇高性能的開關(guān)管能夠降低電路中能量衰減的時(shí)間。輸出的脈沖密度為M/N，這樣輸出功率跟脈沖密度就緊密聯(lián)系起來了。因此通過改變脈沖密度即占空比就可改變輸出功率，并且結(jié)合后續(xù)電路的匹配網(wǎng)絡(luò)能夠達(dá)到電路最大功率的輸出。PDM調(diào)制方式主要優(yōu)點(diǎn)就是適合高頻情況工作，且輸出頻率基本不變，開關(guān)損耗相對較小，易于實(shí)現(xiàn)數(shù)字化控制，比較適合于開環(huán)工作場合[2324]。(a)PDM示意圖(b)實(shí)現(xiàn)PDM原理圖 PDM示意圖MOSFET開關(guān)時(shí)所需的驅(qū)動電流為柵極電容的充放電電流。因此，MOSFET的極間電容越大，在開關(guān)驅(qū)動中所需的驅(qū)動電流也越大。為了使開關(guān)波形具有足夠的上升和下降速度，驅(qū)動電流要具有較大的數(shù)值，柵極驅(qū)動的要求觸發(fā)脈沖具有足夠快的上升和下降速度。為使MOSFET可靠觸發(fā)導(dǎo)通，觸發(fā)脈沖電壓應(yīng)高于管子的開啟電壓。為了防止誤導(dǎo)通，在MOSFET截止時(shí)最好能提供負(fù)的柵源電壓。在功率變換裝置中，由于Ciss的存在, 靜態(tài)時(shí)柵極驅(qū)動電流幾乎為零, 但在開通和關(guān)斷動態(tài)過程中, 仍需要一定的驅(qū)動電流。因此往往需要驅(qū)動電路為主回路提供工作電流。在D類功放中，還需要考慮的一個(gè)問題就是死區(qū)時(shí)間。死區(qū)時(shí)間是PWM輸出時(shí)，為了使H橋或半H橋的上下管不會因?yàn)殚_關(guān)速度問題發(fā)生同時(shí)導(dǎo)通而設(shè)置的一個(gè)保護(hù)時(shí)段。由于MOS管等功率器件都存在一定的結(jié)電容，所以會造成器件導(dǎo)通關(guān)斷的延遲現(xiàn)象。為了使MOS管工作可靠，避免由于關(guān)斷延遲效應(yīng)造成上下橋臂直通，有必要設(shè)置死區(qū)時(shí)間，也就是上下橋臂同時(shí)關(guān)斷時(shí)間。死區(qū)時(shí)間可有效地避免延遲效應(yīng)所造成的一個(gè)橋臂未完全關(guān)斷，而另一橋臂又處于導(dǎo)通狀態(tài)，避免直通炸模塊。死區(qū)時(shí)間大，模塊工作更加可靠，但會帶來輸出波形的失真及降低輸出效率。死區(qū)時(shí)間小，輸出波形要好一些，只是會降低可靠性。最佳的設(shè)置是：一個(gè)周期內(nèi)的死區(qū)時(shí)間占周期的10%。 一、MOS驅(qū)動芯片及脈沖變壓器設(shè)計(jì)方案 MOS驅(qū)動芯片的選型隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展，各種新型的驅(qū)動芯片很多，為驅(qū)動電路的設(shè)計(jì)提供了更多設(shè)計(jì)思路，外圍電路的減少，使MOSFET的驅(qū)動電路愈來愈簡潔，性能也獲得到了很大地提高。根據(jù)上述的分析，本電路中選擇的互補(bǔ)驅(qū)動隔離電路，要求驅(qū)動芯片不僅要滿足柵級對驅(qū)動電路的要求，而且要與推動變壓器構(gòu)成互補(bǔ)電路。由于驅(qū)動H橋電路對動態(tài)響應(yīng)速度要求較高，要求通斷延遲，內(nèi)部死區(qū)以及匹配延遲的時(shí)間均在ns級以內(nèi)。在整個(gè)逆變主回路中，電路工作在DC320V左右的條件下并且能夠提供MOSFET柵級的驅(qū)動電流，因此驅(qū)動芯片要有很高的負(fù)載能力。整個(gè)功放模塊傳輸信號的最高頻率為1MHz，這就要求驅(qū)動芯片不僅工作頻率要高并且功耗要低，否則無法達(dá)到高效驅(qū)動后級超聲換能器的目的。根據(jù)驅(qū)動芯片的參數(shù)要求以及市場供求情況，本設(shè)計(jì)最終選擇TPS2811為H橋的驅(qū)動芯片。TPS28xx系列是雙道高速M(fèi)OSFET驅(qū)動，能夠傳輸2A電流到容性負(fù)載。TPS2811是單電源工作，電路結(jié)構(gòu)簡單。由于內(nèi)部多個(gè)的MOSFET共同工作，提高了電路的驅(qū)動能力。根據(jù)芯片輸出端的結(jié)構(gòu)以及推動變壓器，兩者共同構(gòu)成互補(bǔ)驅(qū)動電路，既實(shí)現(xiàn)驅(qū)動隔離的功能，又能保證H橋電路中MOSFET關(guān)斷能力不受外界的影響，減少了極間電容對H橋的影響，提高了輸出效率和后級負(fù)載的驅(qū)動能力。由于本功放電路中并沒有使用到該芯片的內(nèi)部穩(wěn)壓器功能，因此將引腳1和引腳8懸空。電源電壓選定常用的12V,在芯片的輸出端，5腳和7腳均接上續(xù)流二極管，達(dá)到保護(hù)芯片的目的。為使輸出波形進(jìn)一步完善，根據(jù)需要可以增加隔直電容C21，在關(guān)斷所驅(qū)動的功放管時(shí)提供一個(gè)負(fù)壓，從而加速其關(guān)斷,提高抗干擾能力。 TPS2811應(yīng)用電路圖脈沖變壓器的設(shè)計(jì)H橋推動變壓器的是整個(gè)功放電路的重要器件之一，它不僅是對控制電路與功放電路的隔離，更兼有儲能、限流的作用，以減少后級對前級的影響，提高功放電路的安全性。同時(shí)，它還承擔(dān)著從驅(qū)動電路得到的兩路同頻反相信號分成四路無失真的信號傳輸給后級的全橋電路。在設(shè)計(jì)H橋推動變壓器的過程中，主要需要考慮損耗（包括鐵損和銅損）、漏電感和電磁兼容性等因素。根據(jù)電路參數(shù)的設(shè)計(jì)要求，在變壓器中所需要傳輸?shù)男盘柺歉哳l間隙方波信號，這就必然將磁芯材料的選擇范圍規(guī)定在高頻功率變壓器內(nèi)。一般來說，高頻變壓器的設(shè)計(jì)方法有兩種，第一種是先求出磁芯窗口面積Aw與磁芯有效截面積Ae的乘積AP，根據(jù)AP值查表；另外一種是幾何參數(shù)法，在AP法基礎(chǔ)上進(jìn)行改進(jìn)，是從滿足一定電壓調(diào)整率出發(fā)的。在設(shè)計(jì)中采用的是第一種方法，結(jié)合市場的供求狀況，最終選用PQ25骨架，EE型鐵氧體材料磁芯, 以增加骨架寬度防止漏電感。并選用兩根細(xì)的銅導(dǎo)絲并繞的方式進(jìn)行繞制。變壓器的功能主要是用于H橋的推動，次級應(yīng)有四路輸出波形，最終通過調(diào)整氣隙實(shí)現(xiàn)信號能量的高效傳輸。如果輸入信號損耗太多，無法超過MOSFET的開啟電壓，則整個(gè)傳輸是無效的。在本電路中，由于信號從TPS2811輸出時(shí)的幅度是12V左右，而次級的傳輸信號是供給MOSFET的，所選用的IRF840B的開啟電壓是10V左右，由此可知推動只要實(shí)現(xiàn)波形的傳送，而波形并不會發(fā)生任何的變化，頻率，幅度均不改變?；谶@樣的考慮，確定匝數(shù)比為1：1就能夠很好的滿足電路的要求。 H橋推動脈沖變壓器示意圖由于H橋電路的要求，電路中需要兩組同頻反相的波形，因此這就必然要求從變壓器中輸出的四路波形的相位是有差異的，并且剛好是180O，這樣就需要確定同名端。在繞制時(shí)根據(jù)同名端，確定繞線的繞向，這樣才能保證輸出波形相位的正確性。二、半橋驅(qū)動芯片設(shè)計(jì)方案半橋驅(qū)動芯片IR2110介紹 IR2110芯片引腳圖IR2110具有獨(dú)立的低端和高端輸入通道；懸浮電源采用自舉電路，其高端工作電壓可達(dá)500V，dv/dt=177。50V/ns，在15V的工作電壓下靜態(tài)功耗僅116mW；輸出的電源端（腳3,即功率器件的柵極驅(qū)動電壓）電壓范圍10～20V；邏輯電源電壓范圍（腳9）5～15V，可方便地與TTL，CMOS 電平相匹配，而且邏輯電源地和功率地之間允許有177。5V的偏移量；開通、關(guān)斷延遲小，分別為120ns和94ns；圖騰柱輸出峰值電流為2A。IR2110 。由三個(gè)部分組成：邏輯輸入，電平平移及輸出保護(hù)。如上所述IR2110的特點(diǎn)，可以為裝置的設(shè)計(jì)帶來許多方便。尤其是采用高端懸浮自舉電源的設(shè)計(jì)，可以大大減少驅(qū)動電源的數(shù)目，三相橋式變換器，僅用一組電源即可。 IR2110內(nèi)部功能框圖高壓側(cè)懸浮驅(qū)動的自舉原理IR2110 。圖中CVD1 分別為自舉電容和二極管，C2為VCC的濾波電容。 半橋驅(qū)動電路假定在S1關(guān)斷期間C1已充到足夠的電壓（VC1≈VCC）。當(dāng)VM1開通時(shí)VM2關(guān)斷，Vc1加到S1的門極和發(fā)射極之間，C1通過VM1，Rg1和S1門極柵極電容Cgc1放電，Cgc1被充電,此時(shí)VC1可等效為一個(gè)電壓源。當(dāng)VM2開通，VM1斷開，S1柵電荷經(jīng)RgVM2 迅速釋放，S1 關(guān)斷。當(dāng)S2 開通，VCC 經(jīng)VD1，S2 給C1 充電，迅速為C1 補(bǔ)充能量。如此循環(huán)反復(fù)。 在PWM 應(yīng)用時(shí)需要嚴(yán)格挑選和設(shè)計(jì)的元器件，應(yīng)根據(jù)一定的規(guī)則進(jìn)行計(jì)算分析。在電路實(shí)驗(yàn)時(shí)進(jìn)行一些調(diào)整，使電路工作在最佳狀態(tài)。自舉電容的選擇比較關(guān)鍵，下橋臂導(dǎo)通時(shí)給電容充電，當(dāng)上橋臂導(dǎo)通時(shí)電容依靠自身存儲的能量維持上橋臂柵極為高電平。如果電容選取的過大，可能使下橋臂關(guān)斷時(shí)電容兩端還沒有達(dá)到要求的電壓，而電容選擇較小則會導(dǎo)致電容存儲的能量不夠維持棚源電壓在上橋臂導(dǎo)通時(shí)間內(nèi)為一定值。有可能的話最好選擇非電解電容。電容應(yīng)盡可能的靠近芯片。 (式4. 3)其中，本實(shí)驗(yàn)中取15V，VF ，VBS為上半橋驅(qū)動MOS管時(shí)輸出所需的最低電壓，取10V。Qg為門極電荷，通過IR840的數(shù)據(jù)手冊里查得典型值為39nC。一般情況下為保證自舉電容將柵源電壓持續(xù)一段時(shí)間，電容取值一般為上述計(jì)算值的15倍。通過計(jì)算本設(shè)計(jì)中取耐壓35V容量為1uF的鉭電容。光耦選型耦合器（Optical Coupler，英文縮寫為OC）亦稱光電隔離器，簡稱光耦，是開關(guān)電源電路中常用的器件。它對輸入、輸出電信號有良好的隔離作用，所以，它在各種電路中得到廣泛的應(yīng)用。目前它已成為種類最多、用途最廣的光電器件之一。光耦合器一般由三部分組成：光的發(fā)射、光的接收及信號放大。輸入的電信號驅(qū)動發(fā)光二極管，使之發(fā)出一定波長的光，被光探測器接收而產(chǎn)生光電流，再經(jīng)過進(jìn)一步放大后輸出。這就完成了電—光—電的轉(zhuǎn)換，從而起到輸入、輸出、隔離的作用。由于光耦合器輸入輸出間互相隔離，電信號傳輸具有單向性等特點(diǎn)，因而具有良好的電絕緣能力和抗干擾能力。又由于光耦合器的輸入端屬于電流型工作的低阻元件，因而具有很強(qiáng)的共模抑制能力。所以，它在長線傳輸信息中作為終端隔離元件可以大大提高信噪比。光電耦合器分為兩種：一種為非線性光耦，另一種為線性光耦。線性光耦的電流傳輸特性曲線接近直線，并且小信號時(shí)性能較好，能以線性特性進(jìn)行隔離控制。非線性光耦的電流傳輸特性曲線是非線性的，這類光耦適合于開關(guān)信號的傳輸，不適合于傳輸模擬量。 可根據(jù)非線性光耦的數(shù)據(jù)傳輸速率將它分為低速光耦(100kHz)、中速光耦(1MHz)和高速光耦(10MHz)。本設(shè)計(jì)因?yàn)樾枰獋鬟f1MHz的信號，故采用型號為6N137的高速光耦。 6N137內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖電路設(shè)計(jì) 當(dāng)頻率超過500kHz以后，信號周期為2us，按照10%的死區(qū)時(shí)間計(jì)算，那么需要設(shè)置的死區(qū)時(shí)間為200ns。常用的芯片對于信號的門級延遲(td)就已經(jīng)達(dá)到了數(shù)十ns，而方波上下邊沿時(shí)間(tHL、tLH)往往也在數(shù)十ns數(shù)量級。因此本設(shè)計(jì)對波形時(shí)序要求非常嚴(yán)格。 對于IR2110,，可見上升和下降沿的延遲差越為30ns。 波形轉(zhuǎn)換時(shí)間但是在實(shí)際實(shí)驗(yàn)的過程中，上升和下降沿的時(shí)間差相差了很多，通道1為輸入波形，通道二為輸出波形，讀圖可以得到上升和下降沿之間延遲的差約有100ns。 IR2110波形轉(zhuǎn)換實(shí)驗(yàn)圖 在對光耦的實(shí)驗(yàn)中，(a)的光耦電路，在P2輸入方波，盡管光耦上升沿和下降沿的轉(zhuǎn)換延遲幾乎相等，但是，光耦輸出波形上升沿比較緩慢，將來導(dǎo)致光耦輸出的上升沿驅(qū)動IR2110時(shí)，到達(dá)轉(zhuǎn)換門限的時(shí)間較晚，帶來額外的延遲。(a)光耦應(yīng)用電路 (b)光耦轉(zhuǎn)換延遲 光耦波形轉(zhuǎn)換實(shí)驗(yàn)圖通過對比后，(a)所示的電路，該電路中光耦將輸入和輸出信號倒相，(b)所示，其中通道2是P2兩端的波形，通道1是IR2110輸出波形，看通道1的波形關(guān)于示波器中心的標(biāo)注線完全對稱，即說明輸出信號在該模塊中經(jīng)多級門電路后，延遲幾乎相等。為作進(jìn)一步說明，分別對測試了輸入信號上升沿和下降沿的轉(zhuǎn)換延遲，(a)和(b)所示，兩者轉(zhuǎn)換延遲差只有8ns，已經(jīng)達(dá)到了非常好的效果。(a)光耦應(yīng)用電路 (b)光耦轉(zhuǎn)換延遲 光耦和IR2110級聯(lián)后波形轉(zhuǎn)換測試 (a)上升沿轉(zhuǎn)換延遲 (b)下降沿轉(zhuǎn)換延遲 級聯(lián)后邊沿延遲實(shí)驗(yàn) 在頻率方面，采用本套方案做了進(jìn)一步的測試，此時(shí)的輸入頻率已經(jīng)達(dá)到了2MHz。借助示波器的標(biāo)注可以讀出輸出信號的脈寬，可見高電平時(shí)候和低電平時(shí)間幾乎完全相等，說明本設(shè)計(jì)方案可以達(dá)到很高的頻率要求。 信號頻率為2MHz時(shí)的測試波形三、設(shè)計(jì)方案對比 采用MOS驅(qū)動芯片和脈沖變壓器的方案，由于脈沖變壓器無傳輸延遲，所以瓶頸頻率由MOS驅(qū)動芯片的最大工作頻率決定。采用光耦和板橋驅(qū)動芯片的由于門數(shù)比較多，該設(shè)計(jì)方案的最高工作頻率影響因素較多。但是通過前邊的實(shí)驗(yàn)可知，兩套方案均能滿足課題的頻率要求。 從電路設(shè)計(jì)和制作方面比較，采用TPS2811驅(qū)動隔離變壓器的電路板設(shè)計(jì)比較簡單，所用元件較少，但是隔離變壓器占用地方較大且繞制麻煩；采用光耦和半橋驅(qū)動芯片的方案，電路復(fù)雜程度大于前者。 作者用兩方案做對比試驗(yàn)的同時(shí)，發(fā)現(xiàn)兩者對控制電路的也有不同程度的影響。采用TPS2811驅(qū)動全橋電路時(shí)，(a)，通道1為TPS2811輸出波形，通道2是該系統(tǒng)電源上示波器探頭交流耦合的紋波；在負(fù)載相同的情況下，(b)，電源上的紋波明顯小于前者。通過電路結(jié)構(gòu)分析可知，盡管兩種方案都有各自的隔離方案以保護(hù)控制電路的安全，但是采用TPS2811驅(qū)動隔離變壓器的方案，TPS2811和控制電路公用電源，和共地，導(dǎo)致TPS2811開關(guān)狀態(tài)的瞬間電流影響到控制部分；而后者光耦的使用完全隔離了控制部分和功率驅(qū)動部分的電氣鏈接，使得影響大大減小。 (a)TPS2811和脈沖變壓器驅(qū)動方案 (b)光耦和半橋驅(qū)動方案 兩種方案抗干擾測試波形截止到作者寫論文時(shí)，作者所設(shè)計(jì)的基于DDS和鎖相環(huán)兩種方案，結(jié)合MOS驅(qū)動芯片的功率放大器，310kHz和480kHz的換能器的實(shí)驗(yàn)中。第五章 超聲換能器調(diào)諧匹配設(shè)計(jì)在壓電