【正文】 器特性與組成 輸出電壓O輸入頻率fc斜率為K d( a )限幅器及帶通微分器包 絡(luò)檢 波低 通濾波器sFM( t ) sd( t )鑒頻器mo( t )( b ) sd(t)=A［ ωc+Kfm(t)］ sin［ ωct+ 這是一個(gè)幅度 、 頻率均含調(diào)制信息的調(diào)幅調(diào)頻信號(hào) ， 因此用包絡(luò)檢波器將其幅度變化取出 ， 并濾去直流后輸出 mo(t)=KdKfm(t) ( 32) 這里 Kd稱為檢頻器靈敏度 。 以上解調(diào)過程是先用微分器將幅度恒定的調(diào)頻波變成調(diào)幅調(diào)頻波 ， 再用包絡(luò)檢波器從幅度變化中檢出調(diào)制信號(hào) ， 因此上述解調(diào)方法又稱為包絡(luò)檢測 。 其缺點(diǎn)之一是包絡(luò)檢波器對(duì)于由信道噪聲和其他原因引起的幅度起伏也有反應(yīng) ， 為此 ， 在微分器前加一個(gè)限幅器和帶通濾波器以便將調(diào)頻波在傳輸過程中引起的幅度變化部分削去 ， 變成固定幅度的調(diào)頻波 ， 帶通濾波器讓調(diào)頻信號(hào)順利通過 ， 而濾除帶外噪聲及高次諧波分量 。 ])(? ??tf dmk ?? 鑒頻器的種類很多 ， 詳細(xì)敘述可參考高頻電子線路教材 。 此外 ， 目前還常用鎖相環(huán) (PLL)鑒頻器 。 PLL是一個(gè)能夠跟蹤輸入信號(hào)相位的閉環(huán)自動(dòng)控制系統(tǒng) 。 由于 PLL具有引人注目的特性 , 即載波跟蹤特性 、 調(diào)制跟蹤特性和低門限特性 ， 因而使得它在無線電通信的各個(gè)領(lǐng)域得到了廣泛的應(yīng)用 。 PLL最基本的原理圖如圖 4 27 所示 。 它由鑒相器 （ PD） 、 環(huán)路濾波器 (LF)和壓控振蕩器 （ VCO） 組成 。 假設(shè) VCO輸入控制電壓為 0時(shí)振蕩頻率調(diào)整在輸入 FM信號(hào) si(t)的載頻上 ， 并且與調(diào)頻信號(hào)的未調(diào)載波相差 π/2， 即有 圖 4 – 27 PLL鑒頻器 PD LFV C Ouc( t )鑒頻輸出si( t )sv( t ) si(t)=Acos［ ωct+ =Acos［ ωct+θ1(t)］ ( 33) sv(t)=Avsin［ ωct+ 式中 , KVCO為壓控靈敏度 。 設(shè)計(jì) PLL使其工作在調(diào)制跟蹤狀態(tài)下 ， 這時(shí) VCO輸出信號(hào)的相位 θ2(t)能夠跟蹤輸入信號(hào)的相位 θ1(t)的變化 。 也就是說 ， VCO輸出信號(hào) sv(t)也是 FM信號(hào) 。 我們知道 ， VCO本身就是一個(gè)調(diào)頻器 ， 它輸入端的控制信號(hào) uc(t)必是調(diào)制信號(hào) m(t)， 因此 uc(t)即為鑒頻輸出 。 2） 由于窄帶調(diào)頻信號(hào)可分解成同相分量與正交分量之和 ， 因而可以采用線性調(diào)制中的相干解調(diào)法來進(jìn)行解調(diào) ， 如圖 4 28 所示 。 ])(? ??tf dmk ??)](s i n(])( 2 ttwAduk ctvt cV C D ??? ??? ??圖 4 28 窄帶調(diào)頻信號(hào)的相干解調(diào) sN B F M( t )帶通c ( t )sp( t )低通sd( t )微分mo( t )相干解調(diào)si( t )設(shè)窄帶調(diào)頻信號(hào)為 sNBFM(t)=A cosωctA [ twdmkctf s i n])(? ?? ??相干載波 c(t)=sinωct ( 36) 則相乘器的輸出為 )2c os1]()(2[2s i n2)( twdmKAtwAts ctfcp ???? ?????經(jīng)低通濾波器取出其低頻分量 sd(t)= ???tf dmk ?? )(2A? 再經(jīng)微分器 ， 得輸出信號(hào) mo(t)= ( 37) 可見 ， 相干解調(diào)可以恢復(fù)原調(diào)制信號(hào) ， 這種解調(diào)方法與線性調(diào)制中的相干解調(diào)一樣 ， 要求本地載波與調(diào)制載波同步 ， 否則將使解調(diào)信號(hào)失真 。 )(2 tmAK f 調(diào)頻系統(tǒng)抗噪聲性能的分析方法和分析模型與線性調(diào)制系統(tǒng)相似 ， 我們?nèi)钥捎脠D 4 12 所示的模型 ， 但其中的解調(diào)器應(yīng)是調(diào)頻解調(diào)器 。 sFM( t )帶通n ( t )s i ( t )鑒頻ni( t )低通m o ( t )解調(diào)器no( t )限幅＋圖 4 – 29 調(diào)頻系統(tǒng)抗噪聲性能分析模型 我們先來計(jì)算解調(diào)器的輸入信噪比 。 設(shè)輸入調(diào)頻信號(hào)為 sFM(t)=Acos［ ωct+ 因而輸入信號(hào)功率 Si= ( 1) 理想帶通濾波器的帶寬與調(diào)頻信號(hào)的帶寬 BFM相同 ， 所 Ni=n0BFM ( 2) 因此 , 輸入信噪比 ( 3) ? ??tf dmk ?? )(22AFMi BnANS0212? 計(jì)算輸出信噪比時(shí) ， 由于非相干解調(diào)不滿足疊加性 ， 無法分別計(jì)算信號(hào)與噪聲功率 ， 因此 ， 也和 AM信號(hào)的非相干解調(diào)一樣 ， 考慮兩種極端情況 ， 即大信噪比情況和小信噪比情況 ， 使計(jì)算簡化 ， 以便得到一些有用的結(jié)論 。 1. 大信噪比情況 在大信噪比條件下 ， 信號(hào)和噪聲的相互作用可以忽略 ， 這時(shí)可以把信號(hào)和噪聲分開來算 ， 經(jīng)過分析 ， 我們直接給出解調(diào)器的輸出信噪比 202222008)(3mffntmKANS?? 為使上式具有簡明的結(jié)果 ， 我們考慮 m(t)為單一頻率余弦波時(shí)的情況 ， m(t)=cosωmt 這時(shí)的調(diào)頻信號(hào)為 sFM(t)=Acos［ ωct+mfsinωmt］ ( 5) 式中 mmmff ffwwwkm ?????將這些關(guān)系式代入式 （ 4） 可得 ( 7) mf fnAmNS02200 2/23? 因此 ， 由式 （ 3） 和 （ 7） 可得解調(diào)器的制度增益 mFMfiiFM fBmNSNSG 20023// ?? 又因在寬帶調(diào)頻時(shí) ， 信號(hào)帶寬為 BFM=2(mf+1)fm=2(Δf+fm) 所以 ， 式 （ 8） 還可以寫成 GFM=3m2f(mf+1)≈3m3f ( 9) 上式表明 ， 大信噪比時(shí)寬帶調(diào)頻系統(tǒng)的制度增益是很高的 ， 它與調(diào)制指數(shù)的立方成正比 。 例如調(diào)頻廣播中常取 mf=5， 則制度增益 GFM=450。 也就是說 ， 加大調(diào)制指數(shù) mf， 可使調(diào)頻系統(tǒng)的抗噪聲性能迅速改善 。 [例 4 – 1 ]設(shè)調(diào)頻與調(diào)幅信號(hào)均為單音調(diào)制 ， 調(diào)制信號(hào)頻率為 fm， 調(diào)幅信號(hào)為 100%調(diào)制 。 當(dāng)兩者的接收功率 Si相等 ， 信道噪聲功率譜密度 n0相同時(shí) ， 比較調(diào)頻系統(tǒng)與調(diào)幅系統(tǒng)的抗噪聲性能 。 解 調(diào)頻波的輸出信噪比為 FMAMAMFMAM BBGGNS ??)(00 則兩者輸出信噪比的比值為 FMAMAMFMAMFMBBGGNSNS ??)/()/(0000將這些關(guān)系式帶入上式 ， 得 20000 )/()/(fAMFM mNSNS ? 由此可見 ， 在高調(diào)頻指數(shù)時(shí) ， 調(diào)頻系統(tǒng)的輸出信噪比遠(yuǎn)大于調(diào)幅系統(tǒng) 。 例如 ， mf=5 時(shí) ， 寬帶調(diào)頻的 So/No是調(diào)幅時(shí)的 。 這也可理解成當(dāng)兩者輸出信噪比相等時(shí) ， 調(diào)頻信號(hào)的發(fā)射功率可減小到調(diào)幅信號(hào)的 1/。 應(yīng)當(dāng)指出 ， 調(diào)頻系統(tǒng)的這一優(yōu)越性是以增加傳輸帶寬來換取的 。 BFM=2(mf+1)fm=(mf+1)BAM ( 11) 當(dāng) mf1 時(shí) BFM≈mfBAM 代入式 （ 10） 有 20000 )()/()/(AMFMAMFMBBNSNS ? 這說明寬帶調(diào)頻輸出信噪比相對(duì)于調(diào)幅的改善與它們帶寬比的平方成正比 。 這就意味著 ， 對(duì)于調(diào)頻系統(tǒng)來說 ， 增加傳輸帶寬就可以改善抗噪聲性能 。 調(diào)頻方式的這種以帶寬換取信噪比的特性是十分有益的 。 在調(diào)幅制中 ， 由于信號(hào)帶寬是固定的 ， 無法進(jìn)行帶寬與信噪比的互換 ， 這也正是在抗噪聲性能方面調(diào)頻系統(tǒng)優(yōu)于調(diào)幅系統(tǒng)的重要原因 。 2. 小信噪比情況與門限效應(yīng) 應(yīng)該指出 ， 以上分析都是在 (Si/Ni)FM足夠大的條件下進(jìn)行的 。 當(dāng) (Si/Ni) FM減小到一定程度時(shí) ， 解調(diào)器的輸出中不存在單獨(dú)的有用信號(hào)項(xiàng) ， 信號(hào)被噪聲擾亂 ， 因而 (So/No)FM急劇下降 。 這種情況與 AM包檢時(shí)相似 ， 我們稱之為門限效應(yīng) 。出現(xiàn)門限效應(yīng)時(shí)所對(duì)應(yīng)的 (Si/Ni)FM值被稱為門限值 （ 點(diǎn) ） ，記為 (Si/Ni)b。 圖 4 30 示出了在單音調(diào)制的不同調(diào)制指數(shù) mf下 ， 調(diào)頻解調(diào)器的輸出信噪比與輸入信噪比近似關(guān)系曲線 。 由圖可見： （ 1） mf不同 ， 門限值不同 。 mf越大 ， 門限點(diǎn) (Si/Ni)b越高 。(Si/Ni)FM＞ (Si/Ni)b時(shí) ， (So/No)FM與 (Si/Ni)FM呈線性關(guān)系 ， 且 mf越大 ， 輸出信噪比的改善越明顯 。 圖 430 非湘干解調(diào)的門限效應(yīng) 60504030201000 5 10 15 202010743? FM＝2( )FM / d BSiNi( )FM / dBSiNi （ 2） (Si/Ni)FM＜ (Si/Ni)b時(shí) ， (So/No)FM將隨 (Si/Ni)FM的下降而急劇下降 。 且 mf越大 ， (So/No)FM下降得越快 ， 甚至比DSB或 SSB更差 。 這表明 ， FM系統(tǒng)以帶寬換取輸出信噪比改善并不是無止境的 。 隨著傳輸帶寬的增加 （ 相當(dāng) mf加大 ） ， 輸入噪聲功率增大 ， 在輸入信號(hào)功率不變的條件下 ， 輸入信噪比下降 ， 當(dāng)輸入信噪比降到一定程度時(shí)就會(huì)出現(xiàn)門限效應(yīng) ， 輸出信噪比將急劇惡化 。 在空間通信等領(lǐng)域中 ， 對(duì)調(diào)頻接收機(jī)的門限效應(yīng)十分關(guān)注 ， 希望在接收到最小信號(hào)功率時(shí)仍能滿意地工作 ， 這就要求門限點(diǎn)向低輸入信噪比方向擴(kuò)展 。 采用比鑒頻器更優(yōu)越的一些解調(diào)方法可以達(dá)到改善門限效應(yīng)的要求 ， 目前用的較多的有鎖相環(huán)鑒頻法和調(diào)頻負(fù)回授鑒頻法 。 綜合前面的分析 ， 各種模擬調(diào)制方式的性能如表 4 1 所示 。 表中的 So/No是在相同的解調(diào)器輸入信號(hào)功率 Si、 相同噪聲功率譜密度 n0、 相同基帶信號(hào)帶寬 fm的條件下 ， 將式 （ 18） 、 （ 26） 、 （ 39） 和 （ 8） 的改寫 。 其中AM為 100%調(diào)制 ， 調(diào)制信號(hào)為單音正弦 。 1. 性能比較 WBFM抗噪聲性能最好 ， DSB、 SSB、 VSB抗噪聲性能次之 ， AM抗噪聲性能最差 。 NBFM和 AM的性能接近