【正文】 載中電流的方向來決定，這和單相橋式PWM型逆變電路在雙極性控制時的情況相同。V相及W相的控制方式都和U相相同?？梢钥闯鰑UN180。、uVN180。和uWN180。的PWM波形只有177。Ud/2兩種電平，圖中的線電壓uUV的波形可由uUN180。uVN180。得出?？梢钥闯?，當臂1和臂6導通時，uUV=Ud，當臂3和臂4通時，uUV=－Ud，當1和3或4和6通時，uUV=0。因此，逆變器的輸出線輸出線電壓PWM波由177。Ud和0三種電平構成，其波形圖如圖410所示，其負載相電壓PWM波由(177。2/3)Ud、(177。1/3)Ud和0共5種電平組成。圖 48 三相橋式PWM逆變電路波形在電壓型逆變電路的PWM控制中，同一相上下兩個橋臂的驅動信號都是互補的。但實際上為防止上下兩個臂直通而造成短路，在上下兩臂通斷切換時留一小段上下臂都施加關斷信號的死區(qū)時間。死區(qū)時間要留一小段上下臂都施加關斷信號的死區(qū)時間。死區(qū)時間的長短主要由功率器件關斷的時間決定。死區(qū)時間會給輸出PWM波帶來影響，使其稍稍偏離正弦波。下圖是三相橋式PWM逆變電路計算法中uUN180。的波形。在輸出電壓的半個周期內，器件開通、關斷各3次（不包括0和π時刻），共6個開關時刻可以控制。為了減少諧波并簡化控制，要盡量使波形具有對稱性。首先，為消除偶次諧波，應使波形正負兩半周期鏡對稱，即： (41)圖 49 特定諧波消去法的輸出PWM波形其次，為了消除諧波中的余弦項，簡化計算過程，應使波形在半周期內前后1/4周期以為軸線對稱。即 (42)同時滿足上述兩式的波形稱為四分之一周期對稱波形，這種波形可以用傅里葉級數(shù)表示為： (43)式中，an為 因為圖411，波形是四分之一周期對稱的，所以在一個周期內的12個開關時刻中能夠獨立控制的只有aa2和a3共3個時刻。該波形的an為 (44)式中n=1,3,5,…。上式中含有aa2和a3三個可以控制的變量，根據(jù)需要確定基波分量a1的值，再令兩個不同的an=0，就可以建立三個方程，聯(lián)立可求得aa2和a3。這樣，即可以消去兩種特定頻率的諧波。通常在三相對稱電路的線電壓中，相電壓所含的3次諧波相互抵消，因此可以考慮消去5次和7次諧波。這樣，可得如下聯(lián)立方程： (45)對于給定的基波幅值a1，求解上述方程可得一組aa2和a3?；ǚ礱1改變時，aa2和a3也相應改變。上面是在輸出電壓的半周期內器件導通和關斷隔3次時的情況。一般來說，如果在輸出電壓半個周期內開關器件開通、關斷各k次，考慮到PWM波四分之一周期對稱，共有k個開關時刻可以控制。除去用一個自由度來控制基波幅值外，可以消去k－1個頻率的特定諧波，當然，k值越大，開關時刻的計算越復雜。在PWM控制電路中，載波頻率與調制信號頻率之比稱為載波比。根據(jù)載波和信號波是否同步及載波必的變化情況，PWM調制方式分為異步調制和同步調制兩種。1. 異步調制載波信號和調制信號不保持同步的調制方式稱為異步調制。圖48的波形就是異步調制三相PWM波形。在異步調制方式中，通常保持載波頻固定不變，因而信號波頻率變化時，載波比是變化的。同時，載波信號的半個周期內，PWM波的脈沖個數(shù)不固定，相位也不固定，正負半周期的脈沖不對稱，半周期內前后1/4周期的脈沖也并不對稱。當信號載波頻率較低時，載波比較大，一一周期內的脈沖數(shù)較多，正負半周期脈沖不對稱和半周期內前后1/4周期脈沖不對稱產生的不利影響較小，PWM波形接近正玄波。當信號波頻率增高時，載波比N減小，一周期內的脈沖數(shù)減少，PWM脈沖不對稱的影響就較大，有時信號波的微小變化還會產生PWM脈沖的跳動。這就使得輸出PWM波和正玄波的差異變大。對于三相PWM型逆變電路來說，三相輸出的對稱性也變差。因此，在采用異步調制方式時，希望采用較高的載波頻率，以使在信號波頻率較高時仍能保持較大的載波比。 載波比等于常數(shù)，并在變頻時使載波和信號波保持同步的方式稱為同步調制。在基本同步調制方式中，信號波頻率變化時載波比不變，信號波一個周期內輸出的脈沖數(shù)是固定的，脈沖相位也是固定的。在三相PWM逆變電路中，通常公用一個三角波載波，為了使三相輸出波形嚴格對稱和一相的PWM波正負半周鏡對稱，取為3的整數(shù)倍且為奇數(shù)。圖 410 同步調制三相PWM波形 當逆變電路輸出頻率很低時，同步調制時的載波頻率也很低，過低時由調制帶來的諧波不易濾除。當負載為電動機時也會帶來較大的轉矩脈動和噪聲；當逆變電路輸出頻率很高時，同步調制時的會過高，使開關器件難以承受。 為了克服上述缺點，可以用分段同步調制的方法。即把逆變電路的輸出頻率范圍劃分成若干個頻段，每個頻段內都保持載波比N為恒定，不同頻段的載波比不同。在輸出頻率高的頻段采用較低的載波比，以使載波頻率不致過高，限制在功率開關器件允許的范圍內。在輸出頻率低的頻段采用較高的載波比，以使載波頻率不致過低而對負載產生不利影響。各頻段的載波比取3的整數(shù)倍且為奇數(shù)為宜。同步調制方式比異步調制方式復雜一些，但使用微機控制時還是容易實現(xiàn)的。有的裝置在低頻輸出時采用異步調制方式，而在高頻輸出時切換到同步調制方式，這樣可以把兩者的優(yōu)點結合起來，和分布的效果接近。 規(guī)則采樣法按照SPWM控制的基本原理，在正弦波和三角波的自然較點時刻控制功率開關器件的開關，這種生產SPWM波形的方法稱為自然采樣法。自然采樣法是最基本的方法，所以得到的SPWM波形很接近正弦波。但這種方法要求解復雜的超越方程，在采用微機控制技術時需要花費大量的計算時間，難以在實時控制中在線計算，因而在工程上實際應用不多。規(guī)則采樣法是一種引用較廣的過程實用方法，其效果接近自然采樣法，但計算量卻比自然采樣法小得多。下圖為規(guī)則采樣法的原理說明圖。取三角波兩個正峰值之間為一個采樣周期。在自然采樣法中，每個脈沖的中點并不和三角波一周期的中點重合。而規(guī)則采樣法使兩者重合，也就是使每個脈沖的中點都以相應的三角波中點為對稱，這樣就使計算大為簡化。如圖所示，在三角波的負峰時刻對正玄信號波采樣而得到D點，過D通斷。可以看出，用這種規(guī)則采樣法得到的脈沖寬度和用自然采樣法得到的脈沖寬度非常接近。點作一水平直線和三角波分別交與A點和B點，在A點時刻和B點時刻控制功率開關器件的圖 411 規(guī)則采樣法設正弦調制信號波為： （46）式中a稱為調制度，0≤a1；為正玄信號波角頻率。由上圖可得如下關系式： （47）因此可得： （48）在三角波一個周期內，脈沖兩邊的間隙寬度為： （49）對于三相橋式逆變電路來說，應該形成三相SPWM波形。通常三相的三角波載波是公用的，三相正玄調制波的相位依次相差120度。設在同一三角波周期內三相的脈沖寬度分別為，脈沖兩邊的間隙寬度分別為，由于在同一時刻三相正玄調制波電壓之和為0，故由可得： （410）同樣由式可得： （411）利用以上兩式可以簡化生成三相SPWM波形時的計算。第五章 控制電路的設計基于轉差頻率的異步電動機矢量控制研究的控制電路部分主要由給定環(huán)節(jié)，轉速PI調節(jié)器，函數(shù)運算，兩相/三相坐標變換，PWM脈沖發(fā)生器等環(huán)節(jié)組成。本章將對轉速PI調節(jié)器，函數(shù)運算，兩相/三相坐標三部分的組成及原理做一簡單討論。任何一臺需要控制轉速的設備，其生產工藝對調速性能都有一定的要求，例如，在穩(wěn)態(tài)運行時允許轉速波動的大小，加上負載或減載時允許的轉速波動等等。在設計閉環(huán)調速系統(tǒng)時，常常會遇到動態(tài)穩(wěn)定性與穩(wěn)態(tài)性能指標發(fā)生矛盾的情況。這時，必須設計合適的動態(tài)校正裝置，用來改造系統(tǒng)，使它同時滿足動態(tài)穩(wěn)定性和穩(wěn)態(tài)性能指標兩方面的要求。在基于轉差頻率適量控制系統(tǒng)中，為了滿足快速性這一主要性能指標，設計了轉速PI調節(jié)器這一動態(tài)校正裝置。采用模擬控制時，可以用運算放大器來實現(xiàn)PI調節(jié)器這一調節(jié)功能。當初始條件為零時，可得PI調節(jié)器的傳遞函數(shù)為： （51） 上式表明，PI調節(jié)器為一比例環(huán)節(jié)和一積分環(huán)節(jié)組成，在零初始狀態(tài)和給定輸入下，可得PI調節(jié)器輸出的電壓時間特性曲線如下圖所示：圖 51 PI調節(jié)器輸出的電壓時間特性曲線從上圖可以看出比例積分作用的物理意義，突加給定電壓后，輸出電壓首先突躍到，保證了一定的快速響應，但是小于穩(wěn)態(tài)性能指標所要求的比例放大系數(shù)的，因此，快速性被壓低了，換來對穩(wěn)態(tài)性能的保證。如果只有的比例放大作用，穩(wěn)態(tài)精度必然要受到影響，但現(xiàn)在還有積分部分，在過渡過程中，由于積分作用，使線性的增長，相當于在動態(tài)中把放大系數(shù)逐漸提高，最終滿足穩(wěn)態(tài)精度的要求。如果輸入電壓一直存在，則會不斷進行積分，直到輸出電壓達到輸出的限幅值時為止。為了保證線性放大作用，并保護系統(tǒng)各環(huán)節(jié)，對運算放大器設置輸出電壓限幅值是非常必要的。在實際閉環(huán)系統(tǒng)中，當轉速上升到給定值時，調節(jié)器的，積分過程將自動停止。 滿足上述要求所示的轉速PI調節(jié)器如下圖所示：圖52 轉速PI調節(jié)器仿真模型圖 由基于轉差頻率矢量控制原理圖可以看出，在保持轉子磁鏈不變的控制下，電動機轉矩直接受定子電流的轉矩分量的控制，由定子電流的轉矩分量的計算公式： （52）可求得轉差角頻率的計算公式： （53）轉子磁鏈可以由定子電流的勵磁分量計算公式： （54）來計算。在系統(tǒng)中，轉速通過轉速調節(jié)器PI調節(jié)，輸出定子電流的轉矩分量，然后計算得到轉差角頻率,在采用磁通不變的控制方式時，由公式（54）得磁鏈.把上式代入公式（53）可求得轉差角頻率的計算公式： （55）轉差角頻率與轉子頻率相加得到定子頻率，根據(jù)定子頻率與矢量轉角的計算公式： （56）得定子矢量轉角的計算公式： （57） 根據(jù)上述原理，搭建的函數(shù)運算模塊仿真模型如下圖所示:圖53 函數(shù)運算模塊仿真模型圖其中函數(shù)F表示的是轉差角頻率的計算公式。 三相交流異步電動機是高階，非線性，強耦合的多變量系統(tǒng)，為了使其得到線性，解耦的系統(tǒng)，應該用矢量坐標變換的方法，通過從三相靜止坐標系到兩相靜止坐標系的坐標變換，再到兩相旋轉坐標系的變換，得到給予磁場定向的解耦方程。 坐標變換模塊的仿真模型如下圖所示:圖54 坐標變換模塊仿真模型圖其中，dq0_to_abc模塊的搭建主要是根據(jù)兩相旋轉坐標系到兩相靜止坐標系的變換矩陣： （58）和根據(jù)轉換前后功率不變的原則導出的由兩相靜止坐標系到三相靜止坐標系的變換矩陣： （59）搭建而成。其輸出電壓與輸入的關系式為： （510）在上式中，的計算公式為： （511） 的計算公式為： （512）其主要功能是實現(xiàn)兩相旋轉坐標系到三相靜止坐標系的變換，其輸出是PWM變換器的三相調制信號，最后觸發(fā)逆變器的功率管得到拖動異步電動機的三相交流電源，完成閉環(huán)的控制控制過程。第六章 轉差頻率間接矢量控制調速系統(tǒng)的Matlab仿真圖是轉差頻率間接矢量控制的調速系統(tǒng)仿真模型，下面介紹各部分的建模及參數(shù)設置過程。圖 61 轉差頻率間接矢量控制的調速系統(tǒng)仿真模型表 61 轉差頻率間接矢量控制的調速系統(tǒng)仿真模型參數(shù)模塊參數(shù)設置值模塊參數(shù)設置值控制系統(tǒng)放大器G135電機模塊Pn25kw