【正文】 region）。而在漏區(qū)另一側的區(qū)稱為漏注入區(qū)（Draininjector），它是 IGBT 特有的功能區(qū)，與漏區(qū)和亞溝道區(qū)一起形成 PNP 雙極晶體管，起發(fā)射極的作用，向漏極注入空穴，進行導電調制，以降低器件的通態(tài)電壓。附于漏注入區(qū)上的電極稱為漏極。 N溝道增強型絕緣柵雙極晶體管結構為了兼顧長期以來人們的習慣，IEC 規(guī)定：源極引出的電極端子（含電極端）稱為發(fā)射極端，漏極引出的電極端稱為集電極端。IGBT 。它在結構上類似于 MOSFET，其不同點在于IGBT 是在N 溝道功率MOSFET 的基板（漏極）上增加了一個基板（IGBT 的集電極），形成 PN 結 j1 ，并由此引出漏極、柵極和源極則完全與 MOSFET 相似。 IGBT剖面結構圖， IGBT 相當于一個由 MOSFET 驅動的厚基區(qū)GTR 。圖中是厚基區(qū) GTR 的擴展電阻。 IGBT 是以 GTR 為主導件、MOSFET 為驅動件的復合結構。 IGBT等效簡化電路N 溝道IGBT的圖形符號有兩種。CGGCE EN溝道 P溝道 IGBT圖形符號IGBT 的開通和關斷是由柵極電壓來控制的。當柵極加正電壓時， MOSFET 內形成溝道，并為 PNP 晶體管提供基極電流，從而使 IGBT 導通，此時，從區(qū)注區(qū)進行電導調制，減少區(qū)的電阻值，使高耐壓的 IGBT 也具有低的通態(tài)壓降。在柵極上加負電壓時， MOSFET 內的溝道消失， PNP 晶體管的基極電流被切斷，IGBT 即關斷。 正是由于 IGBT 是在N 溝道MOSFET 的基板上加一層基板，形成了四層結構，由 PNP NPN 晶體管構成 IGBT 。但是，NPN 晶體管和發(fā)射極由于鋁電極短路，設計時盡可能使NPN不起作用。所以說，IGBT 的基本工作與 NPN 晶體管無關，可以認為是將N溝道 MOSFET 作為輸入極，PNP晶體管作為輸出極的單向達林頓管。采取這樣的結構可在層作電導率調制，提高電流密度。這是因為從基板經過層向高電阻的層注入少量載流子的結果。IGBT的設計是通過 PNPNPN 晶體管的連接形成晶閘管。IGBT的開關作用是通過加正向柵極電壓形成溝道，給PNP晶體管提供基極電流，使IGBT導通。反之，加反向門極電壓消除溝道，流過反向基極電流，使 IGBT 關斷。IGBT的驅動方法和 MOSFET基本相同，只需控制輸入極溝道 MOSFET所以具有高輸入阻抗特性。 IGBT 的工作特性包括靜態(tài)和動態(tài)兩類：⑴靜態(tài)特性 IGBT 的靜態(tài)特性主要有伏安特性、轉移特性和開關特性。IGBT 的伏安特性是指以柵極、源極電壓為參變量時，漏極電流與柵極電壓之間的關系曲線。輸出漏極電流比受柵極、源極電壓的控制，越高，越大。它與GTR的輸出特性相似．也可分為飽和區(qū) 1 、放大區(qū)2和擊穿特性3部分。在截止狀態(tài)下的IGBT，正向電壓由 J2結承擔，反向電壓由J1結承擔。如果無緩沖區(qū)，則正反向阻斷電壓可以做到同樣水平，加入緩沖區(qū)后，反向關斷電壓只能達到幾十伏水平，因此限制了IGBT的某些應用范圍。 IGBT 的開關特性是指漏極電流與漏源電壓之間的關系。盡管等效電路為達林頓結構，但流過 MOSFET 的電流成為IGBT 總電流的主要部分。此時，通態(tài)電壓可用下式表示 ＝＋＋ （）式中—— J1 結的正向電壓，其值為 ～ IV ； ——擴展電阻上的壓降；——溝道電阻。通態(tài)電流可用下式表示： =(1+) （）式中——流過 MOSFET 的電流。由于區(qū)存在電導調制效應，所以IGBT的通態(tài)壓降小，耐壓1000V 的IGBT通態(tài)壓降為2～3V 。IGBT 處于斷態(tài)時，只有很小的泄漏電流存在。 ⑵動態(tài)特性 IGBT 在開通過程中，大部分時間是作為MOSFET 來運行的，只是在漏源電壓下降過程后期，PNP晶體管由放大區(qū)至飽和，又增加了一段延遲時間。為開通延遲時間，為電流上升時間。實際應用中常給出的漏極電流開通時間即為和之和。漏源電壓的下降時間由和組成， 開通時IGBT電流、電壓波形IGBT在關斷過程中，漏極電流的波形變?yōu)閮啥?。因為MOSFET關斷后， PNP 晶體管的存儲電荷難以迅速消除，造成漏極電流較長的尾部時間，為關斷延遲時間，為電壓的上升時間。實際應用中常常給出的漏極電流的下降時間由圖中的和兩段組成，而漏極電流的關斷時間 =++ （）式中，與之和又稱為存儲時間。 關斷時IGBT的電流電壓波形 緩沖吸收回路的設計在開關磁阻發(fā)電機功率變換電路中，功率開關器件（如SCR、GTR、GTO、IGBT等）的開通與關斷瞬時，將受到電、熱應力的沖擊，往往危及功率器件甚至整個系統(tǒng)的可靠性。晶閘管類的緩沖電路與三極管類的緩沖電路（也稱吸收網絡）不同。前者主要是為了減小晶閘管關斷時的電壓上升率dv/dt，它是由晶閘管本身的能力決定的。對于功率變換電路所采用的功率開關管IGBT，在關斷的時候，它的集電極電流下降率較高，尤其是在短路的情況下，如不采取措施，它的臨界電流下降率將達到每微秒數千安培。極高的電流下降率將會在主回路的分布電感上感應出較高的過電壓，IGBT關斷時的電流電壓運行軌跡將超出它的安全工作區(qū)，很容易導致它的損壞。而我們實驗中的IGBT和電動機的繞組直接相連，繞組的電感較大，所以在關斷的時候會產生很高的過電壓。所以抑制本電路中IGBT關斷時的過電壓尤為重要。為了防止IGBT關斷時的過電壓，我們采用了關斷緩沖吸收電路。TD2CR60CE RCD緩沖吸收回路并聯的電容C將減少IGBT的關斷損耗，并改善其在反偏壓工作條件下關斷時的伏安特性；R為漏感儲能釋放電能；D則為抑制集電極尖峰電壓阻尼震蕩設置的。D在圖中的接法，可以避免IGBT開通時電容突然放電，以減少開通時的負擔。對于吸收回路中R、C、D的選擇也有要求，由于集電極尖峰電壓的產生是由相繞組的電感性質引起的，因此，總的來說，要求緩沖吸收回路的電子元件均應是無感性質的。RCD吸收網絡參數的選擇與IGBT的開斷時間、關斷時承受的最大電壓、關斷時的相電流Iph、電容放電時間常數、斬波頻率均有關。如果IGBT導通太短，電容沒有充分放電，關斷過程中可能越出其安全工作范圍。因此，IGBT的最小導通時間必須大于電容的放電時間（設斬波頻率為f，IGBT最小導通時間按l/（2f）計算，則l/（2f）4RC。即：R＜1/sf C （）由于IGBT的關斷時間tf很小，而二極管承受電流沖擊的能力較強，所以以平均電流來選擇二極管，即有： （）轉速為1000r／m，IGBT的關斷時間為＝，以關斷時的工作電流10A，單相全波整流的直流電壓為198V，代入式子得到： （）將電容值代入，得到Pr=，那么R1/8fC2620歐姆增大R有利于抑制振蕩，但若R太大，又會影響電容抑制過電壓的效果，使正常工作時電阻損耗增大，因此，電阻R取值不能太大，現取60。將以上結果代入式（），得二極管平均電流為Ivd=13mA。經過參考仿真實驗結果發(fā)現，在每相下橋臂導通，上橋臂關斷瞬間，其RCD 回路中流過二極管的電流可達40A，故現選取RCD緩沖電路元件參數如下：電阻值為60，功率為15W（無感線繞）；，耐壓1200V（吸收電容）；二極管平均電流14A，耐壓為600V（快速恢復二極管）。 以IGBT為主開關器件的功率變換電路在整個開關磁阻調速電機的成本中，功率變換電路占有重要的比重，合理選擇和設計功率變換器是提高開關磁阻調速電機的性能價格比的關鍵之一。同時還應從與電動機結構匹配、效率高、控制方便、結構簡單、成本低等基本要求出發(fā)，進行全面的考慮。綜合比較以上幾種功率變換電路，通過分析各自的優(yōu)缺點，本節(jié)介紹一種具有降低斬波頻率，減小斬波噪聲和電磁干擾等優(yōu)點的三相雙開關功率電路。單繞組、雙開關變換電路中，每相繞組有兩個主開關，兩個續(xù)流二極管，當兩個主開關同時開通時，繞組接到直流電源上而形成回路，相電流產生磁拉力，形成磁阻性質的電磁轉矩，拖動轉子旋轉。當兩個主開關關斷時，相電流經過兩個續(xù)流二極管和電源電壓Vs續(xù)流，由于續(xù)流路徑加有反電壓Vs，故續(xù)流電流能很快結束，這一特點對于換相是很有利的，特別適合高速運行的電機。而且兩個續(xù)流二極管可以加快續(xù)流過程，防止相繞組產生負轉矩，此方案雖開關/相數比為2，但開關器件的電壓額定只是電源電壓，總的伏安定額并不比其它類型的功率變換電路高很多，因此開關器件的成本只是略高于其它類型的功率變換電路方案，而但由于使用的主開關元件多，相應地增加了輔助電源及驅動電路，成本相對較高。，采用單繞組、雙開關電路。主回路整流側采用單相整流模塊，經電容器濾波得到穩(wěn)定直流電壓源。逆變電路采用6個IGBT組成3個直流通道，并分別與電機3個定子繞組串聯。絕緣柵雙極晶體管（IGBT）綜合了MSOFET控制極輸入阻抗高和GTR通態(tài)飽和壓降低的優(yōu)點，其工作頻率較高、驅動電路簡單，目前是中、小功率開關磁阻電機功率變換器較理想的主開關元件。本課題選用IGBT做為系統(tǒng)的主開關元件。對于IGBT驅動電路的選擇應遵循以下原則。（1） IGBT是電壓驅動，~5V的閥值電壓，有一個容性輸入阻抗，因此IGBT對柵極電荷聚集很敏感，要保證有一條低阻抗的放電回路，即驅動電路與IGBT的連線要盡量短。（2） 用小內阻的驅動源對柵極電容充放電，以保證柵極控制電壓有足夠陡的前后沿，使IGBT的開關損耗盡量小。（3） 驅動電平增大時，IGBT通態(tài)壓降和開通損耗均下降，但負載短路時流過的電流增大，IGBT能承受的短路電流時間減少，對其安全不利，一般選為+12到+15V。（4） 在關斷過程中，為盡快抽取存儲的電荷，須施加一個負偏壓，但此負壓受IGBT的G、D極間最大反向耐壓的限制，一般取2V到5V。（5） 大電感負載下，IGBT的開關時間不通過分段，以限制所形成的尖峰電壓，保護IGBT的安全。（6） 由于IGBT在電力電子設備中多用于高壓場合，故驅動電路應與整個控制電路在電位上嚴格隔離。（7） IGBT的柵極驅動電路應盡可能簡單實用，最好自身帶有對IGBT的保護功能，并有較強的抗干擾能力。 功率變換器主電路結構和特點 功率變換器主電路，圖中虛線框外是改進的不對稱半橋式功率電路，其中La、Lb、Lc分別是SRM的三相繞組；V1～V6為相開關；D1～D6為各相繞組的續(xù)流二極管，與傳統(tǒng)不對稱半橋式功率電路的不同之處是每個相開關功率器件分別并聯了一個電容器，即C1～，所以相開關V1～V6在任何時刻關斷均為零電壓軟關斷。虛線框A、B內部是由平波電容CdCd諧振電容Cr、諧振電感Lr、輔助開關管VCVCVC3及二極管DCDCDC3構成的準諧振直流環(huán)節(jié)電路。其中虛線框A中電路應用于軟開關PWM逆變器中時，其電感Lr可與后續(xù)的DC/AC逆變電路中的功率開關、續(xù)流二極管及等效電容配合實現諧振，從而形成諧振槽。但SRD功率電路從結構到運行原理都與變頻調速系統(tǒng)中DC/AC逆變電路存在很大差異，不能直接和虛線框A中的電路配合完成諧振，因此增加了虛線框B中的諧振電容Cr、輔助開關VC3及二極管DC3，以協(xié)助諧振順利完成。與現有的SRD開關功率電路相比，本電路具有以下特點：本電路中的諧振電感Lr不在直流母線上串聯，電源的能源無需經Lr向SRM供出，Lr僅作為諧振過零時的儲能元件，故其本身的損耗?。槐倦娐贩桨钢械拈_關功率器件在任何時候關斷均屬零電壓關斷，只需控制準諧振直流環(huán)節(jié)為相開關的零電壓開通提供諧振槽即可，不僅化簡了控制，同時也提高了母線電壓的利用率。 工作原理依據準諧振直流環(huán)節(jié)在DC/AC逆變器中運行機理的數學解析，結合SRD功率變換器的軟開關原理進行分析。由于平波電容CdCd2容量很大且相等，可近似認為其連接處電位保持Ed2不變；相開關所并電容C1~C6的容量極小，忽略其對相電流的影響。設SRM運行于雙管斬波的PWM控制模式，即給每相的上、下兩管同時施加PWM調制信號。以a相繞組為例，設VV2由同一個觸發(fā)信號控制，并設所有功率開關器件及二極管均為理想元件。， 準諧振波形其中，SVC1，SVC2，SVC3和Spha分別為VCVCVC3及相開關VV2的觸發(fā)信號；iLr為諧振電感電流；UCr為諧振電容兩端電壓也即母線電壓。因相開關在任何時刻關斷均為零電壓軟關斷，下面分5個階段分析如何實現相開關的軟開通及個輔助開關器件的軟開關工作原理。 電感正向儲能期（t1～t2）設t1時刻以前相開關V1,V2以關斷，相繞組續(xù)流La續(xù)流路徑：電源Ed負極→D2→La1端→La2端→D2→DC1→Ed正極，此時UCr=Ed,如上圖所示。在t1時刻觸發(fā)VC2導通，因電感電流不能突變，Ed2電壓全部加于電感Lr上，：一路經DC1到Ed正極，另一路經VC2，Lr到下臂大電容Cd2，如上圖（b）所示。因Lr承受恒定電壓Ed2，故電流iLr從零開始線性增加給Lr儲能，直到t2時刻達預設值I1，電感Lr中積蓄了足夠的能量。因iLr增大的同時相繞組電流ia卻在逐漸減小，故Lr儲能過程有兩種情況：①I1≤ia，即在iLr未升至ia時就已達