【導(dǎo)讀】后果，特此鄭重聲明。受天氣及海洋氣象條件影響等突出特點(diǎn)，在海洋開發(fā)和利用方面具有廣闊的應(yīng)用前景。目前所知的高頻地波雷達(dá)系統(tǒng)，均是為特定的探測(cè)距離，按一定的分辨率而設(shè)計(jì)，這樣的雷達(dá)系統(tǒng)缺乏靈活性，無法滿足實(shí)際應(yīng)用的需要。不論是遙感海洋表面狀態(tài)參數(shù)，基于軟件無線電思想的高頻雷達(dá)通用硬件平臺(tái)，其開放性、數(shù)字化、標(biāo)準(zhǔn)。化和可編程的特性，為未來高頻地波雷達(dá)的發(fā)展提供了可能。能用于探測(cè)不同距離的海域，又能提供不同的分辨力，獲得不同的目標(biāo)探測(cè)精度。設(shè)計(jì)了DSP控制數(shù)字上變頻器進(jìn)行數(shù)字上變頻的方案。由于目前DSP器件規(guī)。難，因此采用了DSP和DUC兩次上變頻的方法完成。變頻和數(shù)模轉(zhuǎn)換的功能。究，按照雷達(dá)系統(tǒng)指標(biāo)要求給出了波形參數(shù)的設(shè)計(jì)過程和具體參數(shù)值。

　　

【正文】 度為pT，在 zT 時(shí)間內(nèi)重復(fù) p 次，有 zqp T? 。 . . . . . . . . .zTTB1f2ffpTqg ( t ) 圖 31 FMICW 工作波形 由圖 31 可知，雷達(dá)信號(hào)發(fā)生器產(chǎn)生的 FMICW 本振信號(hào)為： ? ? 1c o s 2 2tS t f t????????????????， 0 tT?? (31) 經(jīng)過門控脈沖 ??gt 調(diào)制的 FMICW 發(fā)射信號(hào)可以描述為： ? ? ? ? ? ? ? ? 102ppTn pTt nqS t S t g t S t re c tT???????????????. (32) 其中 ? ?prect t T 表示脈寬為 pT ，中心在原點(diǎn)的矩形脈沖。 假設(shè)目標(biāo)為理想點(diǎn)目標(biāo)，且目標(biāo)在距離雷達(dá) R 處以徑向速度 v 臨近雷達(dá)站，則目標(biāo)回波時(shí)延為： ? ?2 22R vt Rv tc v c c? ?? ? ?? vc?? （光 速） (33) 則其回波表達(dá)式可寫成： ? ? ? ? ? ? ? ?RTS t K R G S t???? (34) 其中 ? ?KR為距離衰減因子， ??G? 為接收天線方向圖。 回波信號(hào)進(jìn)入接收機(jī)后首先要經(jīng)壓地波控制，即門控脈沖 “取反 ”，再與本振信號(hào)進(jìn)行混頻、隨后低通濾波去掉高頻成分和脈沖調(diào)制得到基帶信號(hào)，過程 如圖 32。通常由于回波信號(hào)的頻率較高（由發(fā)射信號(hào)決定），直接進(jìn)行 A/D 轉(zhuǎn)換會(huì)導(dǎo)致數(shù)據(jù)量非常大， 19 不利于后續(xù)的數(shù)據(jù)處理和分析，因此在做 FFT 分析之前，將 A/D 轉(zhuǎn)換后的數(shù)據(jù)進(jìn)行抽取，以降低數(shù)據(jù)率和載頻。 壓 地控 制波低 通濾 波A / D本 振 信 號(hào)抽 取器數(shù) 字 信號(hào) 處 理基 帶 信 號(hào)回 波 信 號(hào) 圖 32 接收信號(hào)處理流程 基帶信號(hào)表達(dá)式為： ? ? ? ? ? ? ? ?? ? 21 21 c o s 2 2IRS t lo w p a s s S t S t g t t f ??? ? ? ?????? ? ? ? ??? ?????? ???? 22112222c o s 2 2 R f v f RvRttc c c c? ????????????? ? ? ????????????? ? ?cos??? . (35) 由式 35 可以看出，在不考慮噪聲的情況下，基帶信號(hào)應(yīng)為一個(gè)近似的余弦信號(hào)，實(shí)際上雷達(dá)接收到的信號(hào)除了含有目標(biāo)信息之外還有來自海雜波、電離層、雷達(dá)接收機(jī)內(nèi)部噪聲的影響，圖 33 所示為加入了噪聲的基帶信號(hào)。為了便于顯示，在圖 32 所示的回波信號(hào)處加入高斯噪聲，調(diào)整信噪比為 20dB ，并在 A/D 轉(zhuǎn)換后做了抽取處理。 距 離信息的提取 對(duì) ?? 求導(dǎo)可以得到基帶 ??ISt的瞬時(shí)頻率為： ? ? 121 2 42 d fvR v Rft d t c c c?? ? ???? ? ? ?， (36) 對(duì)于低速移動(dòng)的目標(biāo)， 1224fvR vRc c c???，于是有： ?? 2 Rft c? ??. (37) 對(duì)基帶信號(hào)進(jìn)行 A/D 采樣后經(jīng)過 M 點(diǎn) FFT 做距離變換，就可得到距離信息對(duì)應(yīng)的離距離譜： ? ? ? ?? ? 21c os 2 2IR m FFT S t FFT t f??? ? ? ?????????? ? ? ?????????????， (38) 其中 m 為距離譜序列編號(hào)。 20 圖 33 加入噪聲的基帶信號(hào) 速度信息的提取 FMICW 為周期性發(fā)射的信號(hào)，對(duì)每一幀信號(hào)都可以得到一個(gè)距離普。將每個(gè)距離譜作為一 行，則連續(xù) N 個(gè)距離譜可構(gòu)成一個(gè) NM? 的矩陣： ? ? ? ? ? ?? ? ? ? ? ?? ? ? ? ? ?1 , 1 1 , 2 1 ,2 , 1 2 , 2 2 , 3, 1 , 2 ,R R R MR R RRR N R N R N M???????. 若目標(biāo)存在速度時(shí)，距離譜必然存在變化，則第 n 次掃頻時(shí)目標(biāo)距離為： ? ?1nsR R v n T? ? ? 此時(shí)基帶信號(hào)相位為： 2211222222 n n nn R f v f R Rvttc c c c? ??????????? ? ? ?????????， (39) 當(dāng) 100N 時(shí)。可以忽略一些小的相位，連續(xù)兩次掃頻的基帶信號(hào)之間的相位差為： 21 022sfv Tc?????? ????. (310) 式中 0f 為雷達(dá)的工作頻率。根據(jù)這個(gè)近似，對(duì) R 矩陣中每一列再 進(jìn)行一次 FFT 作為多普勒（ Doppler）變換，就可得到與速度信息對(duì)應(yīng)的 Doppler 頻譜。速度維上峰值頻率約為： 02v fvf c?. (311) 圖 34 距離 速度三維譜 圖 34 所示為兩次 FFT 后得到的距離 速度三維譜，尖峰處對(duì)應(yīng)的距離和速度值分別表示目標(biāo)距離雷達(dá)的初始距離和目標(biāo)對(duì)于雷達(dá)的徑向速度，正負(fù)表示朝向或背離雷達(dá)。由圖可以發(fā)現(xiàn)以下幾點(diǎn) ： ? 受限于距離分辨率，目標(biāo)在距離維上存在一定的模糊。當(dāng)兩個(gè)目標(biāo)相當(dāng)接近，甚至落到同一距離元上時(shí)，需要采用超分辨等方法來區(qū)分兩個(gè)目標(biāo)； ? 目標(biāo)在速度維峰值處比較尖銳，這是由于預(yù)設(shè)為勻速運(yùn)動(dòng)，若存在加速度，尖峰處會(huì)相應(yīng)的展寬。 ? 圖中所示的速度為目標(biāo)相對(duì)于雷達(dá)的徑向速度，要得出目標(biāo)的絕對(duì)速度，可以用雙站雷達(dá)對(duì)同一目標(biāo)進(jìn)行監(jiān)測(cè)再進(jìn)行速度合成；或者采用其他一些特殊算法處理單站 22 所測(cè)得的數(shù)據(jù) 。 167。 調(diào)頻中斷連續(xù)波體制性能分析 FMICW 采用一個(gè)門控脈沖序列調(diào)制 FMCW 使得雷達(dá)系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)收發(fā)共站，從而降低了雷達(dá)系統(tǒng)的 復(fù)雜程度及造價(jià)成本。下面從性能角度對(duì)該體制進(jìn)行分析 [17,18,19,20,21,22]。 1. 最大探測(cè)距離 FMICW 雷達(dá)回波信號(hào)在想干接收機(jī)中解調(diào)后，接收機(jī)帶寬有最大探測(cè)距離 maxR 對(duì)應(yīng)的回波頻率相對(duì)本振頻率的頻率差 maxf? 決定。 ? ?m a xm a x 2 pRf q Tc? ?? ? ? ?. (312) 2. 距離分辨率 2cR B?? ，調(diào)整掃頻帶寬 B 即可以改變距離分辨率，容易做到較高的指標(biāo)。 3. 脈沖壓縮比 CR T B?? ，調(diào)整 T 或 B 可以很容易到達(dá) 40~50dB ，如 OSMAR2020 雷達(dá)，脈沖壓縮比 CR 為 . 4. 距離旁瓣 為了簡(jiǎn)化數(shù)學(xué)分析，發(fā)射的線性調(diào)頻信號(hào)的復(fù)包絡(luò)可表示為： ? ? ? ?2e xp , 20, Tj t tut e lse??? ??? ??? 同理，接收信號(hào)具有如下形式： ? ?2e x p 2 ,220,tTj t trte lse???? ????? ??? ? ???? 其中 ? 為多普勒頻移，匹配濾波器的輸出信號(hào)可表示為： ? ? ? ?? ?2 s in 2 222tty t T tt? ? ?? ? ? ??? ?. (313) 當(dāng) 0?? 時(shí)，輸出脈沖的包絡(luò)近似為 ? ?sincx 。若以主瓣歸一化，則旁瓣的幅度近似有 23 ? ?221n ?? 關(guān)系，其中第一旁瓣電平最大可達(dá) 23? ，約為主瓣的 21%（ ? ），如圖35 所示。說明鄰近距離元回波會(huì)對(duì)特定的距離分辨率單元造成嚴(yán)重干擾。當(dāng) 0?? 時(shí)，? ?sincx 包絡(luò)將產(chǎn)生位移，從而引起測(cè)距誤差，而且輸出脈沖幅度也隨之下降、主瓣寬度展寬、輸出信噪比下降。常用加權(quán)窗函數(shù)對(duì)距離旁瓣進(jìn)行抑制，經(jīng)過窗函數(shù)加權(quán)后，旁瓣有了明顯的降低，但同時(shí)主瓣變寬，距離分辨率有所降低。 圖 35 匹配濾波輸出信號(hào) 5. 距離混疊和多普勒頻率混疊 FMICW 還有一個(gè)突出特點(diǎn)，其匹配濾波器對(duì)回波信號(hào)因目標(biāo)運(yùn)動(dòng)而引起的 Doppler頻移不敏感，即使回波信號(hào)有較大的頻移，原來的匹配濾波器仍能起到脈沖壓縮作用，這對(duì) 簡(jiǎn)化雷達(dá)信號(hào)處理系統(tǒng)大有好處。利用 FMICW 體制工作的海態(tài)雷達(dá)，若波形參數(shù)設(shè)計(jì)不當(dāng)，會(huì)引起距離和多普勒雙重混疊 [18,19,21,22]。 受發(fā)射脈沖 pT 調(diào)制的海洋散射回波在進(jìn)入接收機(jī)時(shí)又受到與 pT 頻率相同的壓低波bT 的調(diào)制，二者對(duì)不同距離回波作用是二者卷積積分的結(jié)果，表現(xiàn)為接收時(shí)間利用率不 24 同，相應(yīng)對(duì)回波信號(hào)乘了一個(gè)小于 1 的系數(shù)。壓低波 bT 對(duì)進(jìn)入接收機(jī)的雷達(dá)回波信號(hào)調(diào)制結(jié)果頻譜結(jié)構(gòu)為圖 36 所示。 m a xf1/ q 2/ q fA0 圖 36 接收機(jī)輸出信號(hào)的頻譜分布 在接收機(jī)輸出中，除包含 max0~f? 的基帶信號(hào)外，還包含位于壓低波脈沖重復(fù)頻率1/q 及其諧波 2/q …… 兩邊的頻譜分布。當(dāng) max1 2fq? 時(shí)，便出現(xiàn)距離混疊。為了克服距離混疊，必須滿足 [17]： m axm ax 41 2 Rfqc?? ? ? (314) 多普勒頻率混疊則是由于 Doppler 采樣頻率不滿足采樣定理引起的。對(duì)海洋探測(cè)，在深水條件和飽和海態(tài)下， Bragg 散射頻率為： 0 00 .1 0 2 ( )b gff f M H zc??? . (315) 式中 0f 為雷達(dá)工作頻率。同理，若海上目標(biāo)最大徑向速度為 maxv ，則產(chǎn)生最大 Doppler頻移為： maxmax02d vf ?? (316) 為了滿足采樣定理有， sf 必須同時(shí)滿足： max242s b bsdf f fff? ? ? ?????? (317) 由此看見 FMICW 體制的雷達(dá)的應(yīng)用還是有很大的局限性。在中遠(yuǎn)程高頻雷達(dá)中，由于 q 較大，式 214 不容易滿足，尤其當(dāng)發(fā)射采用窄波束分區(qū)掃描海域時(shí)，由于掃頻速率 ? 增大更加困難，雖然可以采用軟件處理方法去混疊，但比較復(fù)雜。另外由于采樣頻率 sf 的限制， FMICW 能探測(cè)到的也僅限于海上低速目標(biāo)。 25 167。 雷達(dá)基本參數(shù)設(shè)計(jì) 設(shè)計(jì)要求： ? 雷達(dá)發(fā)射采用 FMICW 體制； ? 中頻信號(hào)： 40outf MHz? ； ? 距離分辨率： 5R Km?? ； 基于前面關(guān)于 FMICW 的分析，根據(jù)發(fā)射通道數(shù)字上變頻總體規(guī)劃 [2,3]，可得： 掃頻帶寬： 833 1 0 302 * 2 5 1 0cB K H zR ?? ? ?? ? ?； 取雷達(dá)工作頻率 0 8f MHz? ，在深水條件和飽和海態(tài)下， Bragg 散射頻率為： 000 . 1 0 2 ( ) 0 . 2 8 9b gff f M H z H zc?? ? ? 為了不產(chǎn)生多普勒頻譜混迭 ,根據(jù)采樣定理 ， 采樣頻率需滿足： 2 4 4 * 0. 28 9 1. 15 4s b bf f f H z? ? ? ? ? 則采樣周期 11 0 .8 6 61 .1 5 4s sTsf? ? ?。 發(fā)射脈沖的參數(shù)如周期 q、寬度 pT 、一個(gè)掃頻周期內(nèi)的脈沖個(gè)數(shù) p 等受到最大探測(cè)距離、距離分辨率和同步控制電路中可編程邏輯器件的時(shí)間開銷、系統(tǒng)工作比、不產(chǎn)生距離混疊、雷達(dá)系統(tǒng)接收時(shí)間利用率等條件的約束和限制。 采樣周 期這里等價(jià)于幀周期，于是 zT pq? ，掃頻周期 ( )*T p n q?? ，其中一般 n取 3～ 5，以適應(yīng)同步控制電路器件的時(shí)間開銷。這里取 ? ， p=260， n=4，則脈沖周期 q 為： 0 .8 3 .1 2 5