【正文】 流 Idis 為集電極電流 IC 的 1/ 4 ，則有 I dis = VCE C RS （414） 如果 RS=ton/(3CS)不滿足 Idis，那么則按 RS= VCE /( IC)重選 RS。電阻功 率的選擇 1 2 PRS = CSVCE f （415） 2 。 式中 f——開關(guān)器件的工作頻率（kHz） 實(shí)際設(shè)計時，IC 通常就取負(fù)載的額定電流，VCE 為 buck 電路輸入側(cè)的直流電壓值。 由于光伏電池輸出特性的特殊性，電路電流值與負(fù)載值有關(guān)，而本次設(shè)計是以輸出的 最大功率點(diǎn)為參考設(shè)計的，這樣，可能出現(xiàn)電路中實(shí)際電流小于設(shè)計電流的情況。當(dāng) 電路中實(shí)際電流遠(yuǎn)小于設(shè)計電流時， 由于緩沖電容 CS 選擇的相對過大， 會造成的 DCDC buck 變換器開關(guān)管輸出的電壓波形發(fā)生畸變。 圖 （a） 、（b） 、（c）分別為理想狀態(tài)、電路電流較大時、電路電流遠(yuǎn) 小于設(shè)計電流時，buck 電路續(xù)流二極管電壓波形。 當(dāng)開關(guān)管關(guān)斷時，開關(guān)管極間電阻由零變至無窮大，由于反電勢和電容的關(guān)系，E 點(diǎn)的電壓不能突降為零。緩沖電路中緩沖電容 CS 經(jīng)反電勢負(fù)載充電，反電勢回路中的 電流就是給緩沖電容 CS 充電的充電電流。由電容電壓、電流關(guān)系式得到 uC = 1 iO dt CS ∫ （4－16） 28 uEO T D O （a） 理想狀態(tài)下，續(xù)流二極管電壓波形 t uEO O （b） 電流較大時，續(xù)流二極管電壓波形 t uEO O 圖 續(xù)流二極管兩端電壓波形 t （c） 電流遠(yuǎn)小于設(shè)計電流時，續(xù)流二極管電壓波形 假設(shè)電路中的電流為恒定值，iO=I，則有 uC=It/CS。緩沖電容 CS 兩端電壓 uC 在開關(guān) 管關(guān)斷時，從零上升至外加電壓 VD，那么電容的充電時間為 t=VDCS/I。由此可見，電路 電流越小，則緩沖電容的充電時間就越長，續(xù)流二極管反向?qū)ǖ臅r間就越長，其兩 端電壓 uEO 的波形的畸變就越大，對實(shí)際占空比的影響就越大。 29 設(shè) DCDC buck 變換器外加的 VD=220V 直流電壓，開關(guān)管工作頻率 f=8kHz，電路 工作電流 I=，選取緩沖電容 CS=。 當(dāng) 主 電 路 電 流 I= 時 ， 計 算 得 到 緩 沖 電 容 的 充 電 時 間 為 t=VDCS/I= 100 106/=30μs。 設(shè)開關(guān)管占空比 D=60%， 則關(guān)斷周期 Toff=(8 103)s=50μs。 緩沖電容充電時間與關(guān)斷周期相差不大， 不能忽略， DCDC buck 變換器的輸出有很 對 大影響。 當(dāng) 主 電 路 電 流 I= 時 ， 計 算 得 到 緩 沖 電 容 的 充 電 時 間 為 t= VDCS/I= 100 106/=6μs。 此時緩沖電容充電時間小于開關(guān)管關(guān)斷周期， DCDC buck 對 變換器輸出的影響可以近似忽略。 當(dāng) 主 電 路 電 流 I = 10 A 時 ， 計 算 得 到 緩 沖 電 容 的 充 電 時 間 等 于 t= VDCS/I= 100 106/10s=。此時緩沖電容充電時間遠(yuǎn)小于開關(guān)管關(guān)斷周期，對 DCDC buck 變換器輸出的影響可以完全忽略。 當(dāng)占空比接近 1 時，緩沖電容的充電時間不能忽略。 由上述分析和計算可知，對于本次設(shè)計的光伏電池模擬器，不能單純的只根據(jù)設(shè) 計電流來選取緩沖電容的大小，否則當(dāng)負(fù)載?。娏餍。r，DCDC buck 變換器的輸 出將會受到緩沖電容的較大影響。由于 DCDC buck 變換器的輸出電壓波形不再是理想 的方波，其變壓比 M 與控制開關(guān)管的脈沖的占空比 D 不再相等。 因此，在本次設(shè)計中的 DCDC buck 變換器的緩沖電路，設(shè)計的電路電流的選取應(yīng) 適當(dāng)減小。 由于緩沖電路只是為了限制過大的 du/dt， 防止關(guān)斷時產(chǎn)生的尖峰電壓損壞 開關(guān)管器件，因此當(dāng)選用的開關(guān)管器件的允許電壓遠(yuǎn)大于實(shí)際外加電壓時，尖峰電壓 并非超出開關(guān)管器件的允許電壓很多，則可以只按照電路電流值較小時的狀況考慮， 選取較小的緩沖電容。 所以由式（4－13）可得: Cs = I 0 (tr + t f ) VCE 10?6 = 250 = （4－17） 選用兩只 ton 10?6 = = 16? R= 3CS 3 10?6 （4－18） 1 2 電阻的功率為 PR = CVCE f = 10?6 2502 20 103 = 125W 2 取 75Ω/5W 的功率電阻 30 只，10 只一組并聯(lián)，然后 3 組串聯(lián)可得 R＝ 30 5 光伏電池模擬系統(tǒng)控制系統(tǒng)設(shè)計 [4547] 5．1 DSP 控制器概述 本文選用了美國 Tl 公司的 TMS320LF207 芯片， TMS320 系列 DSP 專為實(shí)時信號處理 而設(shè)計，該系列 DSP 控制器將實(shí)時信號處理能力和控制器外設(shè)功能集于一身，為控制 系統(tǒng)應(yīng)用提供了一個理想的解決方案。芯片系列具有靈活的指令集，高速的運(yùn)算能力， 改進(jìn)的并行結(jié)構(gòu)和有效的成本。其中 TMS320LF2407 尤其適用于電力電子、電機(jī)控制等 領(lǐng)域。 除上述特點(diǎn)外，2407 還以下優(yōu)點(diǎn)，使其適于本文研究： 片內(nèi)高達(dá) 32K 字的 FLASH 程序存儲器，高達(dá) 字的數(shù)據(jù)/程序 RAM，544 字雙口 RAM(DARAM)和 2K 字的單口 RAM(SARAM)。 兩個事件管理器模塊 EVA 和 EVB，每個包括:①兩個 16 位通用定時器。②8 個 16 位 的 PWM 通道， 它們能夠?qū)崿F(xiàn) PWM 的對稱和非對稱波形， ③16 通道 A/D 轉(zhuǎn)換器。④PWM 可編程死區(qū)控制等。 事件管理器模塊豐富的資源非常適用于控制各種電機(jī)、 逆變器 和電力電子裝置。 可擴(kuò)展的外部存儲器共有 192K 字:64K 程序存儲器。64K 數(shù)據(jù)存儲器。64K 字 I/O 尋 址空間。 10 位 A/D 轉(zhuǎn)換器最小轉(zhuǎn)換時間為 500ns，觸發(fā)靈活，響應(yīng)時間迅速。 中斷資源豐富 與系統(tǒng)中控制軟件設(shè)計相關(guān)的重要的 CPU 內(nèi)部功能模塊主要有: 累加器 ACC，32 位寄存器，用來保存 CALU 計算結(jié)果并為下一次計算提供輸入，是 最重要的運(yùn)算模塊。 中央算術(shù)邏輯單元 CALU，芯片主要算術(shù)邏輯單元，一個單機(jī)器周期內(nèi)執(zhí)行 32 位操 作。 數(shù)據(jù)存儲頁面指針 DP， 位， 9 加上一個指令字的低 7 位形成 16 位的直接尋址地址。 中斷屏蔽寄存器 IMR，各位分別屏蔽或使能對應(yīng)的 7 個中斷。 中斷標(biāo)志寄存器 IFR，用于標(biāo)志 2407 已進(jìn)入了 6 個可屏蔽的中斷中的任意一個。 輸入數(shù)據(jù)定標(biāo)寄存器 ISCALE，它能將輸入的 16 位數(shù)據(jù)的 0 到 16 位在本周期內(nèi)向 左移位得到 32 位輸出，其操作不需要額外的周期。 輸出數(shù)據(jù)定標(biāo)寄存器 OSCALE，將 32 位累加器輸出左移 0 到 7 位，以實(shí)現(xiàn)數(shù)據(jù)的歸 一化管理和運(yùn)算。 31 5．2 DSP 數(shù)據(jù)存儲與尋址方式 DSP 數(shù)據(jù)存儲器和其尋址方式是編程的重要基礎(chǔ)， 因為所有的數(shù)據(jù)、 完成指定功能 的狀態(tài)寄存器都有特定的地址。 數(shù)據(jù)存儲器空間的尋址范圍高達(dá) 64K，其中，B0 塊既可配置為數(shù)據(jù)存儲器，也可配 置為程序存儲器。Bl 和 B2 塊只能配置為數(shù)據(jù)存儲器?？梢钥闯?，DSP 有很寬的數(shù)據(jù)尋址 范圍。同時，DSP 指令為之提供了靈活的尋址方式。 立即尋址方式:在指令字中包含指令所需的 8 位、9 位或者 13 位立即數(shù)。 直接尋址方式:最常用的尋址方式。數(shù)據(jù)存儲器地址以 128(27)為單位分成 512(29) 個數(shù)據(jù)頁，尋址時，用狀態(tài)寄存器 STO 中的 9 位數(shù)據(jù)頁指針 DP 指明數(shù)據(jù)頁，然后 由指令寄存器的 7 位最低有效位提供 7 位偏移量。為了得到這個 16 位地址，處理 器將 9 位的 DP 值和 7 位偏移量連接起來。在編程時必須初始化 DP。這是使用最多 的尋址方式。 間接尋址方式:用 8 個輔助寄存器 AR0～AR7 提供 16 位地址，可以訪問 4K 數(shù)據(jù)存儲 器空間的任意單元。而選擇 AR0～AR7 由狀態(tài)寄存器 STO 中的 3 位輔助寄存器指針 ARP 選擇。 5．3 DSP 的中斷 DSP 處理器有強(qiáng)大而靈活的中斷資源， 滿足程序設(shè)計的大量的外設(shè)中斷需要。 本系 統(tǒng)的控制軟件就必須利用其中斷資源完成相應(yīng)的功能。 CPU 支持 6 個可屏蔽中斷和一個不可屏蔽中斷。 個可屏蔽中斷 INT1～I(xiàn)NT6 有各自 6 的優(yōu)先級和中斷入口地址向量。 DSP 為了擴(kuò)充系統(tǒng)可響應(yīng)的中斷個數(shù)，中斷請求/應(yīng)答硬件邏輯和服務(wù)軟件都是兩 級的層次。先由外設(shè)向中斷控制器產(chǎn)生一級中斷請求，在外設(shè)配置寄存器有中斷標(biāo)志 位和使能位與之對應(yīng)，然后再向 CPU 產(chǎn)生請求。CPU 按照優(yōu)先級順序響應(yīng)中斷請求。 每個外設(shè)中斷向量請求都會產(chǎn)生一個唯一的外設(shè)中斷向量，裝載在外設(shè)中斷向量 寄存器(PIVR)里面，供 CPU 辨認(rèn)不同的外設(shè)。然后 CPU 產(chǎn)生一個轉(zhuǎn)到該中斷服務(wù)子程 序入口的向量。 因此在中斷軟件結(jié)構(gòu)上就要設(shè)計兩級:通用中斷服務(wù)子程序 GISR 和特定中斷服務(wù) 子程序 SISR，在 GISR 和中保存上下文，從 PIVR 中讀取外設(shè)中斷向量，用來產(chǎn)生轉(zhuǎn)移 到 SISR 的入口，在 SISR 中執(zhí)行對外設(shè)事件的響應(yīng)。 CPU 的中斷標(biāo)志寄存器 IFR 和中斷屏蔽寄存器 IMR，PIVR 等都有響應(yīng)的地址映射。 32 5．4 事件管理器及 PWM 的生成原理 5．4．1 事件管理器概述 2407 包括兩個事件管理器模塊 EVA 和 EVB，每個事件管理器包括通用定時器、比 較單元、捕獲單元和正交編碼脈沖電路。本系統(tǒng)軟件用到的為通用定時器和比較單元。 事件管理器中的定時器和比較單元均可產(chǎn)生多種外設(shè)中斷，例如通用定時器的周 期、比較、溢出中斷。比較單元比較中斷等等。響應(yīng)過程如前述中斷問題的介紹。正是 通過這些形式多樣的資源和中斷， DSP 程序可以完成諸如 PWM 生成、 電氣系統(tǒng)控制等功 能。 5．4．2 通用定時器 通用定時器由輸入的時鐘計數(shù)，可以由相應(yīng)寄存器選擇控制不同的計數(shù)模式和計 數(shù)周期。一般采用連續(xù)增和連續(xù)增/減計數(shù)模式。 通用定時器帶有周期寄存器和比較寄存器，它們決定了計數(shù)器的周期和比較匹配 值，它們都帶有影子寄存器，在一個周期的任何時刻都可以向它們寫入新的值，新值 是寫入影子寄存器。然后特定事件發(fā)生時加載到相關(guān)寄存器，這將影響下一個周期的 定時器周期和 PWM 寬度。這意味著可以在線更改 PWM 波形可以使其高速變化。 通用定時器有多種事情可以引發(fā)中斷，例如比較匹配，周期中斷，溢出等等。通 用定時器可產(chǎn)生 2 個獨(dú)立的 PWM 輸出，基本原理同下面的比較單元。 5．4．3 比較單元與 PWM 產(chǎn)生原理 EVA 和 EVB 中各有三個全比較單元， 每個比較單元都有兩個相關(guān)的 PWM 輸出， 其時 基由通用定時器提供。比較單元包括比較寄存器 CMPRx，比較控制寄存器 COMCONx，比 較方式控制寄存器 ACTRx，和 PWM 三態(tài)輸出引腳。不管在何種計數(shù)模式下，只要比較使 能，比較輸出就會發(fā)生跳變。 下面結(jié)合 PWM 產(chǎn)生原理介紹一下比較單元。 圖 給出了 EVA 模塊下的非對稱的 PWM 波形生成機(jī)理。將通用定時器 1 的周期 存儲器中裝入了所需的 PWM 載波周期的值。 COMCONA 寄存器中的相應(yīng)位用來設(shè)置比較操 作使能，再將選中的輸出引腳置成 PWM 輸出(復(fù)用引腳需要設(shè)定)并且使能這些輸出。 如果死區(qū)被使能，則通過軟件將所需的死區(qū)值寫入到死區(qū)單元 DBTCONx 中，一個死區(qū) 值用于所有的 PWM 輸出通道。 死區(qū)主要用于保證在任何情況下， 每個比較單元相關(guān)的 2 路 PWM 輸出控制一對正向?qū)ê拓?fù)向?qū)ǖ脑O(shè)備時沒有重疊，保證它們不同時導(dǎo)通。 33 圖 非對稱 PWM 波產(chǎn)生原理 圖 對稱 PWM 波產(chǎn)生原理 定時器計數(shù)開始后， 成連續(xù)增模式計數(shù)， 當(dāng)比較單元中比較寄存器的值和計數(shù)器的 值發(fā)生匹配時，管腳上的電平發(fā)生跳變，這樣就生成了方波。調(diào)節(jié)比較寄存器 CMPRA 的值即可調(diào)節(jié)方波占空比的值。很明顯，由三角形的相似性，CMPRA 的值與周期寄存器 的值之比等于波形跳變前的時間與周期之比，也即占空比。 用軟件對 ACTRA 寄存器進(jìn)行正確的配置后， 與比較單元相關(guān)的一個 PWM 輸出引腳上 將產(chǎn)生 1 路正常的 PWM 信號，與此同時，另一個輸出引腳可在 PWM 周期的開始、中間 和末尾處保持低電平(關(guān)閉)或高電平(開啟)。 通用定時器 1 啟動后， 比較寄存器在每個 PWM 周期中可重新寫入新的比較值， 以調(diào) 整用于控制功率器件的導(dǎo)通和關(guān)斷時間的 PWM 輸出的寬度，即占空比發(fā)生變化。因為 比較寄存器是帶影子寄存器的，所以在一個周期的任何時候都可以將新值寫入，同樣 在周期的任何時候都可以將新值寫入到周期寄存器和比較方式寄存器中，以改變 PWM 的周期或強(qiáng)制改變 PWM 的輸出方式。 總之， DSP 所產(chǎn)生的 PWM 波可以靈活自由的改變周 期、占空比和輸出方式，這一點(diǎn)使得 DSP2407 芯片特別適用于電力電子和電機(jī)系統(tǒng)的 控制中。 利用 DSP 產(chǎn)生波形良好的 PWM 控制波，可以省去常用的 PWMIC 芯片，簡化電路的 34 設(shè)計與控制 5．5 模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊 ADC TMS320LF2407 的模數(shù)轉(zhuǎn)換模塊 ADC 具有以下特性: 帶內(nèi)置采樣和保持的 10 位模數(shù)轉(zhuǎn)換 多達(dá) 16 個模擬輸入通道 ADCIN0～ADCIN15 自動排序能力 兩個獨(dú)立的最多可以選擇 8 個模擬轉(zhuǎn)換通道的排序器 SEQ1 和 SEQ2，可以獨(dú)立工作 也可以級連工作 可選擇轉(zhuǎn)換順序 可單獨(dú)訪問 16 個結(jié)果寄存器 R