【正文】 KHz 的整數(shù)倍位置。但是由于每個載波單元中心頻點(diǎn)是否在100KHz 的信道柵是不確定的，而 聲明“ 所有頻帶的信道柵是 100KHz，也就意味著子載波段的中心頻點(diǎn)必須是 100KHz 的整數(shù)倍 ” 。針對這種情況，方案A 基于每個載波段的中心頻點(diǎn)不是必須落在 100KHz 的信道柵上；方案 B 則基于每個載波段的中心頻點(diǎn)必須落在 100KHz 的信道柵上。①　方案 A：如下圖 44 所示，此方案是最直接的方法，但是只有中間載波段的中心頻點(diǎn)是100KHz 的整數(shù)倍，其他載波段的中心頻點(diǎn)并不在 100KHz 的整數(shù)倍上，而且每個載波段都是由 100 個資源塊共同組成的，帶寬為 MHz。這就意味 LTE 系統(tǒng)遺留下來的用戶終端只能接入中間的載波段。而其他的載波段不能供它們使用。圖 44 連續(xù)頻譜載波聚合方案 A②　方案 B：方案 B 分為 a、b 兩種情況，a 提案如下圖 45 所示，原理是的減少其中子載波的數(shù)目，并且每個子載波段的帶寬并不完全與 LTE Release 8 中定義的一樣，而是有適當(dāng)?shù)臏p少，以此來保證每一個載波段的中心頻點(diǎn)都是位于 100 KHz 的整數(shù)倍上。但是由于出現(xiàn)新的帶寬，所以需要在協(xié)議中定義，需要對用戶終端的復(fù)雜度和兼容性進(jìn)行重新考慮。OFDM 及載波聚合的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)22圖 45 連續(xù)頻譜載波聚合方案 B（a ）b 提案則如下圖 46 所示，原理是在 LTE Release 8 中定義的相鄰載波單元間插入額外的子載波，也就是在載波段間插入 19 個附加子載波（285KHz） ，從而撥正每一個載波段的中心頻點(diǎn)的位置都是 100KHz 的整數(shù)倍，因此，在頻帶聚合的兩端的保護(hù)帶寬會就會有相應(yīng)減少。圖 46 連續(xù)頻譜載波聚合方案 B（b）　關(guān)于方案 A 方案 B 的比較對于上述兩種方案來說，各有其優(yōu)缺點(diǎn)，下表為兩種方案各方面的比較：OFDM 及載波聚合的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)23表 42 方案 A、B 對比方案 B方案 A(a) (b)對 LET Release 終端的支持只在中心載波段支持在任意載波段支持在任意載波段支持LTEAdvanced 要求的信道柵需要對 LTE Release 8 修改可以直接使用LTE Release 8 的100khz 信道柵可以直接使用LTE Release 8 的100khz 信道柵總頻帶的保護(hù)帶寬沒有減少（~5%） 沒有減少（~5%） 減少（5%）子載波段間的保護(hù)帶寬沒有 沒有 如有需要，支持其他問題 每個子載波段的帶寬并不完全與LTE Release 8 中定義的一樣需要定義載波段間的插入子載波從上表對比，我們可以看出，方案 B 能夠更加有效的支持 LTE Release 8 終端，以及 LTEA 系統(tǒng)的低端用戶終端?！≥d波聚合方案的性能評估通過研究上述方案，可以看出，兩種方案的保護(hù)頻帶不同。通常情況下，LTE Release 8 的保護(hù)頻帶為整個帶寬的 5%，即總頻帶為 20MHz 時，兩端保護(hù)頻帶各位1MHz，如下圖所示：圖 47 20MHz 時保護(hù)頻帶OFDM 及載波聚合的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)24當(dāng)應(yīng)用載波聚合技術(shù)后，整個聚合頻帶的保護(hù)帶寬若為 100MHz 時，有下面幾種情況：（1）LTE 系統(tǒng)下平行 20MHz 聚合時，總頻帶兩端的保護(hù)頻帶減少到總帶寬的 1%，即 100MHz 的總帶寬，兩端保護(hù)頻帶為 1MHz；（2）上述提案 B（a）中，兩端保護(hù)帶寬仍為總帶寬的 5%，即 5MHz，中間每個子載波均減少；（ 3）提案B（b）中，由于插入 19 個子載波，兩端保護(hù)帶寬減少為總帶寬的 %，即100MHz 的總頻帶，兩端保護(hù)頻帶為 。我們以鏈路級仿真來研究相鄰載波單元間保護(hù)帶寬的必要性，即測量相鄰載波段間的中心載波段的誤碼率，A、B 兩種對比方案，一種方案為大頻帶上只有中間載波段負(fù)載有信息，兩端均為保護(hù)頻帶不負(fù)載信息，另一種方案為將大頻帶等分 3部分，每一部分均負(fù)載信息，而每一部分兩端留有較小保護(hù)頻帶。以這兩種方案測定誤碼率曲線?！￡P(guān)于載波聚合方案的性能仿真①　仿真參數(shù)：表 43 載波聚合方案仿真參數(shù)表子載波數(shù) 3072有效子載波數(shù) 1000FFT 點(diǎn)數(shù) 3072調(diào)制/解調(diào) QPSKSNR(信噪比) 015（ dB）信道模型 瑞利信道信源比特?cái)?shù) 2022bitOFDM 及載波聚合的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)25②　仿真流程圖： 產(chǎn)生信源信號 （2022 bit 0,1 序列）將信號進(jìn)行串并轉(zhuǎn)換調(diào)制, QPSK 星座映射將 1*1000 信號矩陣轉(zhuǎn)換為 1*1024 矩陣（中間置零，兩端補(bǔ)零）對信號進(jìn)行 IFFT（3072 點(diǎn)）變換Reyleigh 衰落對信號添加 AWGN對信號進(jìn)行 FFT(3072 點(diǎn))變換取出中間矩陣的有效信號的，去掉添加的零，變回 1*1000 矩陣判斷每一點(diǎn)的星座位置（以最小距離為標(biāo)準(zhǔn)）解調(diào)，QPSK 變回 0,1 信號串并轉(zhuǎn)換，變回 1*2022 矩陣與信源信號對比，計(jì)算誤碼率方案 A 中兩端添加零矩陣，形成保護(hù)頻帶，最后行程 1*3072 的矩陣/方案 B 中在兩端添加同中間頻段形式一樣的矩陣，三個1*1024 的矩陣組成一個 1*3072 的大矩陣畫圖，結(jié)束OFDM 及載波聚合的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)260 1 2 3 4 5 6104103102101 BER函函SNRBER 函函 A BER函函 B BER③　仿真結(jié)果：由于仿真結(jié)果出來，兩種方法產(chǎn)生的 BER 曲線非常近似，所以這里 A、B 采用一張仿真圖示意，不再重復(fù)。圖 48　A、B 方案仿真結(jié)果圖④　仿真結(jié)果分析：如上圖可以看出，方案 A、B 無論是只有中間頻段負(fù)載有信息，或者是每段載波均負(fù)載有信息時，在 SNR（單位 dB）為 0 時，其誤碼率（ BER）都在 10^1 下方，而當(dāng) SNR 為 3 時，BER 值基本在 10^2 下方，而當(dāng) SNR 達(dá)到 810 這個水平時，兩種方案的 BER 的值均已經(jīng)在 10^5 左右了。這說明，這時的 BER 是相當(dāng)小幾乎可以忽略的。因此，兩種方案對 BER 的影響基本一致。于是我們可以得出結(jié)論，相鄰載波段間沒有保護(hù)頻帶的子載波間引起的衰落是微不足道的，可以利用中心頻帶兩端的頻帶來傳輸信息?！〈髱捪峦叫诺篮蛷V播信道的結(jié)構(gòu)對于同步信道與廣播信道結(jié)構(gòu)的提案有兩種設(shè)計(jì)：方案 1 是所有基本頻率塊中均包含 SCH 和 PBCH，在大帶寬中能夠有效的載波OFDM 及載波聚合的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)27搜尋接入。如下圖：圖 49　 方案 1 示意圖方案 2 則是僅在一個基本頻率塊中包含 SCH 和 PBCH，如下圖：圖 410　方案 2 示意圖從上述考慮，由于就每 20MHZ 帶寬來說，SCH 和 PBCH 僅占其 %，多 SCH與 PBCH 的設(shè)置能夠在大帶寬（如 100MHz）時獲得更有效的載波搜尋接入。另外，方案 1 更適合支持 LTE Release 8 終端設(shè)備與 LTEA 系統(tǒng)的低端設(shè)備?！”菊滦〗Y(jié)本章對載波聚合技術(shù)的原理與當(dāng)前的主流設(shè)計(jì)方案進(jìn)行了闡述，并重點(diǎn)對于兩種連續(xù)載波聚合設(shè)計(jì)方案的誤碼率性能進(jìn)行了評估，通過 matlab 仿真程序得出了其誤碼率曲線，通過仿真曲線可以看出，兩種方案對于信息傳輸?shù)目煽啃杂绊懖淮?，也就是說相鄰載波段間沒有保護(hù)頻帶的子載波間引起的衰落是微不足道的。但是第一種方案只有中心載波段的中心頻點(diǎn)位于 100KHz 的整數(shù)倍位置，因此，只有中心載波段能夠接收 LTE 系統(tǒng)遺留下來的終端；而第二種方案通過相應(yīng)減少子載波數(shù)目或者插入附加子載波來保證每一個載波段的中心頻點(diǎn)都在 100KHz 的整數(shù)倍上，使得每一個載波段都能夠接收 LTE 系統(tǒng)遺留下來的用戶終端。綜合看來，兩種方法各有優(yōu)勢。OFDM 及載波聚合的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)285　結(jié)論作為通信技術(shù)演進(jìn)的推動力，追求更高的通信速率一直是通信技術(shù)發(fā)展的關(guān)鍵問題。隨著 3G 走向商用化，人們對于多媒體和移動互聯(lián)網(wǎng)等業(yè)務(wù)的需求在日益高漲，而我們對于下一代的移動通信的演進(jìn)也更加的關(guān)注。載波聚合技術(shù)作為未來 LTEAdvanced 系統(tǒng)的重要組成部分，它重點(diǎn)在于解決高速數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)的傳輸問題，并且要對原 LTE 系統(tǒng)所以留下來的用戶終端有較好的兼容性。在載波聚合技術(shù)的實(shí)現(xiàn)過程中，連續(xù)頻帶的聚合與離散頻帶的聚合都應(yīng)該被支持，目前來說，連續(xù)頻帶聚合更容易實(shí)現(xiàn)，但是相對連續(xù)頻帶聚合，離散頻帶聚合確是更適合運(yùn)營商在實(shí)際系統(tǒng)中使用，但就如上面所說，離散頻帶聚合技術(shù)面臨著更多的技術(shù)挑戰(zhàn)。本文主要是對于未來 4G 通信中的帶寬擴(kuò)展技術(shù)，也就是載波聚合技術(shù)的相關(guān)問題進(jìn)行研究，由于 LTEAdvanced 系統(tǒng)物理層的調(diào)制技術(shù)采用的是 OFDM 系統(tǒng)，因此本文主要研究的是 OFDM 技術(shù)體系下的載波聚合技術(shù)。對于目前載波聚合技術(shù)的相關(guān)背景，應(yīng)用環(huán)境以及主流方案進(jìn)行了闡述總結(jié)，主要針對連續(xù)載波聚合的兩種實(shí)現(xiàn)方案進(jìn)行了概述和性能評估。方案 A 最為直接，保證中間載波段的中心頻點(diǎn)為 100KHz 的整數(shù)倍上，而由于其他載波段的中心頻點(diǎn)并不位于 100KHz 的整數(shù)倍，因此只有中間載波段能夠接收 LTE 系統(tǒng)遺留下來的終端；方案 B 則通過相應(yīng)的添加附加載波段或減少載波段來保證每一個載波段的中心頻點(diǎn)都能夠在 100KHz 的整數(shù)倍位置上。因此方案 B 的每一個載波段均能接收 LTE 系統(tǒng)遺留下來的終端。而通過仿真可以看出，兩種方案對于信息傳輸?shù)目煽啃杂绊懖顒e并不明顯。因此，通過對比，我們知道方案 A 最為直接簡便，但是對于 LTE 系統(tǒng)遺留終端僅中間載波段可用，方案 B 雖然每一個載波段均可為 LTE 遺留的終端所用，但是由于出現(xiàn)了新的帶寬需要在協(xié)議中定義，因此需要對用戶終端的復(fù)雜度和兼容性進(jìn)行重新考慮。因此，可以說兩種方案各有利弊。OFDM 及載波聚合的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)29致謝經(jīng)過三個月的努力， 終于完成了論文，論文的完成離不開很多人的幫助和鼓勵。首先在這里，我要感謝我的畢設(shè)導(dǎo)師姜靜老師。姜老師在我的學(xué)習(xí)中給予了很大的支持，給我指明了學(xué)習(xí)的方向，教導(dǎo)我學(xué)習(xí)的方法，在畢業(yè)設(shè)計(jì)的整個過程中給我提出了很多中肯的建議，使我能夠順利完成學(xué)習(xí)任務(wù)。其次要感謝給了我很大幫助的同學(xué)們，謝謝你們給我提供的畢設(shè)資料和工具。衷心感謝所有關(guān)心和幫助我的人！OFDM 及載波聚合的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)30參考文獻(xiàn)(1) 尹長川， 羅濤， 樂光新. 多載波寬帶無線通信技術(shù) [M]. 北京郵電大學(xué)出版社, 2022.(2) 楊大成. 移動傳播環(huán)境理論基礎(chǔ) [M]. 北京: 機(jī)械工業(yè)出版社, 2022.(3) 龔凌, 曹華孝. LTEA 中載波聚合技術(shù)研究進(jìn)展 [J]. 數(shù)據(jù)通信, 2022, 2.(4) 張翔, 王文博, 彭木根. 頻帶聚合技術(shù)在 LTEAdvanced 系統(tǒng)中的應(yīng)用 [J]. 移動通信, 2022, 第 6 期.(5) R1090696, “Considerations on precoding scheme for DL joint processing CoMP,” SHARP, Feb. 2022.(6) R1082468, “Carrier Aggregation in LTEAdvanced”, Ericsson, 2022.(7) R1083678, “Update Views on Support of Wider Bandwidth in LTEAdvanced”, NTT DoCoMo, 2022.(8) R1083193, “Carrier Aggregation Operation in LTEA”, Qualm Europe, 2022.(9) R1 082575, NTT and DoCoMo. Requirements for Further Advancements for E UTRA. Warsaw Poland, June 2022.(10) R1 082448, Huawei. Carrier aggregation in Advanced E UTRA. Warsaw Poland, June 2022.OFDM 及載波聚合的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)31附錄程序清單：①瑞利信道仿真：function[f_i，c_i，theta_i]=Parameter_Classical(N_i，Variance，fmax，phase)sigma=sqrt(Variance)。 n=(1:N_i)39。 f_i=fmax*sin(pi*()/(2*N_i))。 c_i=sigma*sqrt(2/N_i)*ones(size(n))。 %n=1:N_i1。 %f_i=fmax*[[cos(pi*n/(2*N_i1)) 1]39。，[cos(pi*n/(2*N_i1)) 1]39。]。 %c_i=2*sigma/sqrt(N_i1/2)*[[sin(pi*n/(N_i1)) 1/2]39。，[cos(pi*n/(N_i1)) 1/2]39。]。 %theta_i=zeros(size(f_i))。% phase=39。none39。%計(jì)算多普勒頻移if phase==39。rand39。， theta_i=rand(N_i，1)*