【正文】 上的其它負載地位是一樣的，而在獨立運行時把Z 當作本地負載。為了能夠持續(xù)不斷地向電網(wǎng)提供電能，輸出電流必須與電網(wǎng)電壓同頻率，否則由于頻率不同會導致相位不斷變換，使逆變器不能向電網(wǎng)提供一個穩(wěn)定的功率。 幾種控制方法分析(1)實時電流的三角波比較方式(PI控制)控制方式原理圖如圖211所示。指令電流與并網(wǎng)電流的實時值進行比較，兩者的誤差經(jīng)過放大器后與三角波進行比較，以輸出PWM信號，放大器多采用比例或比例積分放大器。該控制方案的特點主要是跟隨誤差較大，軟硬件相對復雜，輸出電壓中含有主要與三角載波相同頻率的諧波，放大器的增益有限，功率器件的開關頻率固定的等于三角載波的頻率，電流響應相對于瞬時值比較方式慢一些。圖211 跟蹤實時電流的三角波比較方式(2)重復控制 重復控制理論是在80年代根據(jù)生產(chǎn)過程控制的實際需要而提出的控制系統(tǒng)設計理論，近年來這種控制方法也應用于逆變電源的波形控制中，用來克服整流型負載引起的輸出波形周期性的畸變[32]。重復控制的基本思想源于控制理論中的內(nèi)模原理。所謂內(nèi)模原理，就是指外部信號的動力學模型包含在穩(wěn)定的閉環(huán)控制器內(nèi)以構成高精度反饋控制系統(tǒng)的一種設計原理。這樣的系統(tǒng)能夠無靜差的跟隨輸入信號。假定前一個周期出現(xiàn)的基波波形畸變將在下一個基波周期的同一時刻重復出現(xiàn)，控制器根據(jù)給定信號和反饋信號的誤差確定所需的校正信號，然后在下一個基波周期的同一時間將此信號疊加到原信號上，以消除后面各周期中將出現(xiàn)的重復性畸變。由控制理論知道，含有積分環(huán)節(jié)的閉環(huán)系統(tǒng)可以無靜差的跟蹤階越信號。與此類似，當內(nèi)模中數(shù)學模型描述的是周期性的信號時，那么閉環(huán)控制只要在其中植入同頻率的周期，則該控制系統(tǒng)對此周期性信號可以實現(xiàn)無靜差跟蹤。因此，重復控制對于消除非線性負載及其他周期性干擾引起的波形畸變，具有非常明顯的效果。重復控制雖然可以保證輸出波形質量，但卻有一個致命的缺點，由于延遲因子的存在，重復控制得到的控制指令并不是立即輸出，而是滯后一個參考周期后才輸出，這樣，如果系統(tǒng)內(nèi)部出現(xiàn)干擾，消除干擾對輸出的影響至少需要一個參考周期，干擾出現(xiàn)后的一個參考周期內(nèi)，系統(tǒng)對于干擾并不產(chǎn)生任何調節(jié)作用，這一個周期系統(tǒng)近似處于開環(huán)狀態(tài)，因此重復控制系統(tǒng)的動態(tài)響應很差，故重復控制一般和其他PWM 控制方式相結合，用來改善輸出電壓波形。(3)滯環(huán)控制方式 圖212所示為采用滯環(huán)比較器的瞬時值比較方式原理圖。圖212 用滯環(huán)比較器的電流瞬時值比較控制原理圖并網(wǎng)電流滯環(huán)控制就是將指令電流和實際并網(wǎng)電流i進行比較，兩者的偏差作為滯環(huán)比較器的輸入。滯環(huán)比較器的環(huán)寬為2Δi，其中Δi為設定的最大電流偏移。當i超過且偏移達到Δi時，滯環(huán)比較器將控制上下橋臂開通和關斷，使變壓器原邊電壓正負交替變化。從而迫使逆變器輸出電流不斷跟蹤給定電流的波形，僅在允許偏差范圍內(nèi)稍有波動。該控制方案的優(yōu)點是：硬件電路簡單易控，屬于實時控制方式，動態(tài)響應快，有抑制電流尖峰的能力，不用載波，輸出中不含特定頻率諧波分量。不足之處是：若滯環(huán)的寬度固定，電流跟隨的誤差范圍是固定的，但電力半導體器件的開關頻率卻隨著輸出電流和直流側電壓大小變化而變化，這將導致電流頻譜較寬，使得檢測信號的傳感器必須是具有寬頻帶的高性能傳感器，同時增加了濾波器設計的難度，可能會引起間接的諧波干擾。另外，滯環(huán)的環(huán)寬2Δi較難確定。環(huán)寬過大時，開關動作頻率降低，跟蹤誤差增大；環(huán)寬過窄時，跟蹤誤差減小，但開關的動作頻率過高，開關損耗增大，甚至會超過可關斷器件的允許工作頻率范圍，導致電路無法正常工作。(4)有功無功解耦控制 光伏發(fā)電并網(wǎng)運行時的電路原理和矢量圖如圖213所示，為電網(wǎng)電壓，為逆變器輸出電壓，R為線路電阻(一般很小可以忽略)，L為串聯(lián)電抗器的電感，為注入電網(wǎng)的電流。有功無功解耦控制下的光伏逆變器并網(wǎng)控制框圖如圖213所示。圖213 并網(wǎng)運行的電路原理圖和電路矢量圖(220)圖24的矢量圖可以用電壓方程式表示為式中M為調制深度。由逆變器輸入電網(wǎng)的電流的有功分量和無功分量分別為(221)(222)由于α一般很小，因此無功電流可由M來控制，有功電流分量由α來控制。該控制方案就是通過分別控制調制信號的相位α和調制度M來控制逆變器輸出電壓的幅值和相位，從而達到逆變器并網(wǎng)輸出有功功率和無功功率的解耦控制，獲得單位功率因數(shù)的并網(wǎng)輸出電流[16]。這種控制方法可以控制并網(wǎng)功率的有功和無功分量，得到所需要的功率因數(shù)。（5）無差拍控制無差拍控制是一種基于電路系統(tǒng)狀態(tài)方程的控制方法。它的基本思想是將輸出正弦參考波等間隔地劃分為若干個取樣周期，根據(jù)每一個輸出信號取樣周期的起始值，用電路理論預測在關于取樣周期中心對稱的方波脈沖作用下的逆變輸出在取樣周期末尾時的值。這個輸出值的大小，與方波脈沖的極性和寬度有關，適當控制方波脈沖的極性和寬度，就能使輸出信號在取樣周期的末尾與輸出參考波形相重合。不斷調整每一取樣周期內(nèi)方波脈沖的極性和寬度，就能獲得諧波失真小的輸出。此算法中，方波脈沖的極性和寬度是根據(jù)當前時刻的狀態(tài)向量和下一采用時刻的參考正弦值計算出來的，由負載擾動或非線性負載引起的輸出信號的偏差可在一個采樣周期內(nèi)得到修正。因此，無差拍控制有著非常快的暫態(tài)響應，當負載突然變化時，只需幾個開關周期就可以調整輸出信號，輸出能夠很好地跟蹤給定值，波形畸變率小，即便開關頻率不是很高，無差拍控制也能得到較好的輸出波形品質。無差拍控制能夠使得輸出信號的相位與負載關系不大，它通過調節(jié)逆變橋的輸出相位來補償輸出LC濾波器的相位延時。但是，無差拍控制也存在有缺點：無差拍控制系統(tǒng)的魯捧性不強；系統(tǒng)的的誤差與輸出的LC等有關等。 使用雙電流閉環(huán)控制策略盡管LCL濾波器濾除高次諧波效果明顯，但是LCL濾波器是一個諧振電路，其諧振峰對系統(tǒng)的穩(wěn)定性及并網(wǎng)電流波形質量有很大影響，所以設計控制器使系統(tǒng)穩(wěn)定運行是最主要問題。從系統(tǒng)穩(wěn)定性進行分析得出：基于并網(wǎng)電流單環(huán)PI控制無法使系統(tǒng)穩(wěn)定運行，采用電感電流作為內(nèi)環(huán)電流反饋的電流雙環(huán)控制對系統(tǒng)穩(wěn)定性沒有明顯的改善。本文的逆變器采用電流雙環(huán)控制策略與電壓源逆變器的電壓電流雙環(huán)控制在原理上完全不同。并網(wǎng)逆變器控制為電流源實現(xiàn)并網(wǎng)功能，首先并網(wǎng)逆變器的指令為電流指令，其次電流控制器的響應速度遠比電壓控制器的快，在設計上內(nèi)外環(huán)不能像電壓電流雙環(huán)一樣在設計電流內(nèi)環(huán)時可以忽略電壓外環(huán)的影響。因此內(nèi)外環(huán)不能獨立設計, 需要根據(jù)控制器的性能要求同時設計內(nèi)外環(huán)控制器參數(shù)。本論文探索設計的雙電流閉環(huán)控制就是利用并網(wǎng)電流為外環(huán)，電容電流作為內(nèi)環(huán)的反饋控制。采用如圖214所示的電容電流作為內(nèi)環(huán)反饋的雙環(huán)控制, 在選擇合適的內(nèi)外環(huán)控制器參數(shù)情況下完全能夠使系統(tǒng)穩(wěn)定運行的。圖214 電感電流外環(huán)電容電流內(nèi)環(huán)系統(tǒng)框圖(223)式中：。；；。其根軌跡如圖215所示：圖215 電流與雙閉環(huán)控制的根軌跡其中電流內(nèi)環(huán)的目的是消除輸出電流中開關頻率諧波分量電流，同時增加了系統(tǒng)的穩(wěn)定性而無需考慮控制精度，為了便于系統(tǒng)穩(wěn)定性分析，調節(jié)器，選擇比例調節(jié)器，系統(tǒng)根軌跡如圖215所示，選擇合適的調節(jié)器和可以使系統(tǒng)的根軌跡在復平面的左平面確保系統(tǒng)穩(wěn)定運行。 本章小結本文設計了單相逆變器并網(wǎng)主電路的拓撲結構，對主電路中主要的參數(shù)進行了計算，分析了逆變器SPWM的幾種調制方式，選取了單極性倍頻調制，然后對并網(wǎng)控制方法進行分析，使用了電流雙閉環(huán)控制策略，并對整個系統(tǒng)做了根軌跡分析。37第3章系統(tǒng)仿真及結果分析第3章 系統(tǒng)仿真及結果分析 單相逆變器開環(huán)仿真單相逆變器開環(huán)運行（獨立工作）時的仿真模型如圖31所示圖31 單相逆變器開環(huán)運行時的仿真模型逆變器側電感電流和負載側電感電流波形如圖32所示圖32 電感電流和負載側電感電流仿真波形從圖32所示仿真波形可以看出，主電路的工作過程正常并且通過濾波器濾波的電流諧波含量顯著減小，LCL濾波器的效果很好。 單相逆變器并網(wǎng)單閉環(huán)仿真分析單相逆變器并網(wǎng)單閉環(huán)仿真模型如圖33圖33 單電流閉環(huán)仿真原理圖，在仿真中輸入電壓400V，電網(wǎng)電壓有效值220V，電網(wǎng)電壓頻率50HZ。為了方便比較并網(wǎng)電流與并網(wǎng)電壓，現(xiàn)將并網(wǎng)電流的幅值放大15倍。圖34為電網(wǎng)電壓與并網(wǎng)電流放大15倍的仿真波形圖圖34 電網(wǎng)電壓與并網(wǎng)電流波形圖 基于雙電流環(huán)的單相逆變器并網(wǎng)仿真分析單相逆變器并網(wǎng)采用雙電流閉環(huán)控制策略的仿真模型如圖35所示圖35 雙電流閉環(huán)仿真原理圖其中控制部分的PI參數(shù)選取為，得到并網(wǎng)電流大15倍與并網(wǎng)電壓的仿真波形圖36所示圖36 并網(wǎng)電壓與并網(wǎng)電流波形仿真圖并網(wǎng)電流的頻譜分析如圖37所示圖37 并網(wǎng)電流頻譜分析圖結合圖36和圖37，可以清楚表明運用雙電流環(huán)控制輸出電流跟蹤電壓，實現(xiàn)了輸出電流和電網(wǎng)電壓的同頻率、同相位，達到功率因數(shù)并網(wǎng)。通過比較電流單環(huán)與雙電流環(huán)這兩種控制策略下的并網(wǎng)電流與并網(wǎng)電壓的波形，驗證了雙電流閉環(huán)控制的可行性，為實踐上實現(xiàn)并網(wǎng)提供了理論基礎。 突加擾動時系統(tǒng)動態(tài)分析本文要針對系統(tǒng)在外界突加擾動時，單相逆變器并網(wǎng)工作的動態(tài)變化過程，在上節(jié)逆變器雙閉環(huán)控制模型基礎上建立仿真模型圖，需要觀察并網(wǎng)電流在擾動前后的變化。包含突加擾動過程的單相逆變器并網(wǎng)的仿真模型如圖38所示圖38 突加擾動的系統(tǒng)仿真模型圖突加的擾動在本文專指參考電流在某一時刻突然發(fā)生變化，系統(tǒng)在采用雙電流閉環(huán)控制策略基礎上，并網(wǎng)電流發(fā)生變化。下圖為并網(wǎng)電流放大15倍后與并網(wǎng)電壓的波形圖：圖39 突加擾動時的并網(wǎng)電流與并網(wǎng)電壓波形圖從上圖所示波形變化中，可以明顯看到系統(tǒng)在突加擾動前后并網(wǎng)電流的波形變化，并網(wǎng)電流能夠在短時間內(nèi)很快恢復穩(wěn)定。 本章小結本章對單相逆變器獨立工作進行了仿真，從電流波形圖中可以看到上章所設計的LCL濾波器的準確性，然后對逆變器并網(wǎng)工作過程進行仿真，通過對不同控制策略下的并網(wǎng)電流的比較，可以得到采用雙電流閉環(huán)的控制方法能夠實現(xiàn)單相逆變器并網(wǎng)單位功率因數(shù)運行。突加擾動后，系統(tǒng)會在短時間內(nèi)重新達到穩(wěn)定狀態(tài)。第4章數(shù)字化并網(wǎng)控制系統(tǒng)硬件設計第4章 數(shù)字化并網(wǎng)控制系統(tǒng)硬件設計本文設計了一個基于TMS320LF2407DSP 芯片高速的、功能強大的逆變器并網(wǎng)控制系統(tǒng)。在本章簡單介紹了數(shù)字控制方面的內(nèi)容，數(shù)字控制與傳統(tǒng)的模擬控制相比有以下幾方面優(yōu)點[17]：(1)減少控制元件數(shù)量，提高系統(tǒng)抗干擾能力。由于采用數(shù)字控制技術，控制板的體積將大大減小，生產(chǎn)成本下降。(2)由于微處理器的運算速度快，因此可以實現(xiàn)更先進的無差拍等控制方法和智能控制策略。(3)避免模擬信號傳遞過程中的畸變、失真，減少雜散信號的干擾，輸出質量好，穩(wěn)定性高。(4)設計和調試靈活。一旦控制方法改變，只需要修改軟件程序即可，無需變動硬件電路，大大縮短了設計周期。 基于DSP的并網(wǎng)控制系統(tǒng)整體設計并網(wǎng)系統(tǒng)的整體硬件結構框圖如圖41所示圖41 DSP控制系統(tǒng)結構框圖本文中，逆變器數(shù)字并網(wǎng)控制系統(tǒng)以TMS320LF2407芯片為控制核心，充分利用了DSP的硬件資源，如全比較單元PWM1/2，PWM3/4，捕獲口CAP2，A/D采樣，以及外部中斷XINT1等。如圖31 所示，LF2407芯片采集外部電壓、電流信號并進行A/D轉換，通過DSP內(nèi)部的控制算法計算PWM脈寬，控制逆變器橋臂開關開通或關斷，鎖定電網(wǎng)電壓的頻率和相位，控制輸出電流單位功率因數(shù)并網(wǎng)。 系統(tǒng)電路設計 DSP外圍電路設計TMS320LF2407DSP芯片采用了高性能靜態(tài)CMOS技術。本設計中，一路給模擬器件供電，一路給數(shù)字器件供電；，具體電路如圖42所示。圖42 使用3片德州儀器公司的電平轉換芯片74LVX4245作為信號電平轉換，一片用于輸入信號，2片用于輸出信號，具體電路如圖43所示。作為信號輸出時，DIR引腳接地，DSP的PWM引腳輸出端接下拉電阻，以保證PWM輸出高阻抗時74LVX4245輸出低電平；作為信號輸入時，DIR引腳接5V高電平，且信號輸入端需接一個限流電阻。圖43 基于74LVX4245的電平轉換電路 模擬信號采樣電路本系統(tǒng)中采集的需要送入DSP檢測口的量主要是逆變器輸出電壓(獨立運行)，電網(wǎng)電壓(并網(wǎng)運行)，出電感L1和L2上的電流。采樣電路的任務就是要把采集量經(jīng)過合適的變換，變成DSP 芯片可以處理的0～+。本文中電壓、電流的檢測都由霍耳來完成。當逆變器并網(wǎng)工作時，檢測逆變器輸出電感L1電流和網(wǎng)端電感L2電流；當逆變器獨立工作時，檢測逆變器輸出電壓和電感L1電流。檢測電壓和檢測電流首先需要經(jīng)過隔離采樣電路降壓至177。，再經(jīng)過電阻分壓變成177。 V，由于DSP芯片的A/D口檢測電壓需在0～+，因此需在霍耳檢測輸出電壓的基上再疊加一個+，使得輸出為一個抬高了+。具體檢測電路如圖44所示。最后運放輸出端通過兩個二極管分別連至+，以確保DSP輸出電壓在0到+。電壓檢測采用電壓霍耳，型號為LV28P。LV28P原邊額定有效值電流為10mA，轉換率為2500:1000，因此副邊額定有效值電流為25mA。由于實驗中電網(wǎng)電壓通過調壓器降至110V(有效值)，因此采用24kΩ，2W功率電阻作為霍耳原邊限流電阻，霍耳輸出側采用100Ω 電阻作為電壓檢測電阻。圖44 電壓采樣電路進行并網(wǎng)電流和電網(wǎng)電壓同步的過程中，LF2407需要采集電網(wǎng)電壓信號的相位和頻率。由于LF2407芯片只能采集TTL信號，所以需要硬件電路輔助實現(xiàn)將電網(wǎng)正弦波電壓信號轉換成+，該脈沖信號和正弦波電壓信號具有相同的過零點，即在正弦信號的過零點，產(chǎn)生脈沖躍變。由于普通比較器不可避免有振零效應，從而可能會導致系統(tǒng)工作不穩(wěn)定，因此采用滯環(huán)比較器來實現(xiàn)電網(wǎng)電壓的過零檢測，可以消除系統(tǒng)的振零效應[54]。具體