【正文】 平，鋸齒波電壓在母線誤差電壓以下分流級(jí)處于導(dǎo)通狀態(tài)，工作在開(kāi)關(guān)狀態(tài)的精調(diào)級(jí)的占空系數(shù)由母線誤差電壓 Ver和鋸齒波電壓的相交點(diǎn)確定，精調(diào)級(jí)實(shí)際上是一個(gè)脈沖寬度調(diào)制器。隨著母線電壓的變化，母線誤差電壓也發(fā)生變化，處在飽和狀態(tài)分流數(shù)目和以 脈寬調(diào)制開(kāi)關(guān)方式工作的精調(diào)級(jí)的占空比也發(fā)生變化，以維持母線電壓在一定范圍。 2 干擾觀測(cè)法 通過(guò)成比例的增加或者減少變換器的輸入電壓，移動(dòng)操作點(diǎn)向最大功率點(diǎn)靠近。這種方法常用于光伏能量系統(tǒng)中。當(dāng)日照隨時(shí)間變化不快時(shí)，是非常有效。雖然這種方法不能迅速跟蹤最大功率點(diǎn)，但是如果增加采樣時(shí)間，可以減少系統(tǒng)損失，而且使用該方法只需要兩個(gè)傳感器，減少了硬件個(gè)數(shù)和成本費(fèi)用。下面對(duì)經(jīng)典的擾動(dòng)觀察法算法簡(jiǎn)述如下 :光伏系統(tǒng)控制器在每個(gè)控制周期用較小的步長(zhǎng)改變光第二章 光伏發(fā)電系統(tǒng)的總體設(shè)計(jì) 19 伏陣列的輸出，改變的步長(zhǎng)是一定的，方向可以是增加也可以是減小，控制 對(duì)象可以是光伏陣列輸出電壓或電流，這一過(guò)程稱為“干擾” 。然后，比較干擾周期前光伏陣列的輸出功率，如果輸出功率增加，那么按照上一周期的方向繼續(xù)“干擾”過(guò)程，如果檢測(cè)到輸出功率減小，則改變“干擾”方向。這樣，光伏陣列的實(shí)際工作點(diǎn)就能逐漸接近當(dāng)前最大功率點(diǎn)，最終在其附近的一個(gè)較小范圍往復(fù)達(dá)到穩(wěn)態(tài)。如果采用較大的步長(zhǎng)進(jìn)行“干擾”，這種跟蹤算法可以獲得較快的跟蹤速度，但達(dá)到穩(wěn)態(tài)后的精度較差，較小的步長(zhǎng)則正好相反。較好的折衷方案是控制器能夠根據(jù)光伏陣列當(dāng)前的工作點(diǎn)選擇合適的步長(zhǎng)，例如，當(dāng)己經(jīng)跟蹤到最大功率點(diǎn)附近時(shí)采用小 步長(zhǎng)。擾動(dòng)觀察法的優(yōu)點(diǎn)是 :跟蹤方法簡(jiǎn)單，容易實(shí)現(xiàn) 。對(duì)傳感器精度要求不高。缺點(diǎn)是 :只能在光伏陣列最大功率點(diǎn)附近振蕩運(yùn)行，導(dǎo)致一定功率損失 。跟蹤步長(zhǎng)對(duì)跟蹤精度和相應(yīng)速度無(wú)法兼顧 。在特定情況下會(huì)出現(xiàn)判斷錯(cuò)誤的情況 3 電導(dǎo)增量法 根據(jù)光伏輸出伏安特性曲線， dP/dV是與輸出電壓值一一對(duì)應(yīng)的。其中 P 為光伏輸出功率， V 為輸出電壓。其輸出功率 P=IV，其中輸出電流。在最大功率點(diǎn)處，滿足下面的公式： (211) 因此，導(dǎo)納增量可以決定是否已到達(dá)最大功率點(diǎn)，從而在 該點(diǎn)處停止對(duì)工作點(diǎn)的擾動(dòng)。這就避免了最大功率點(diǎn)附近的振蕩。具體的算法過(guò)程是： 首先用 V(k)V(k1)來(lái)判斷，其值等于零則表示輸出特性不變，只需檢測(cè)電流變化來(lái)判斷功率變化方向。電流不變表示系統(tǒng)輸出特性不變，維持占空比不變；電流增加表示系統(tǒng)工作點(diǎn)朝最大功率點(diǎn)方向移動(dòng)。當(dāng) V(k)V(k1)不等于零時(shí)，則可以利用上述公式條件判斷工作點(diǎn)落在最大功率點(diǎn)左側(cè)還是或側(cè)然后相應(yīng)調(diào)整占空比的值。理論上，該方法最終可以在最大功率點(diǎn)處穩(wěn)定運(yùn)行，但在數(shù)字處理上由于采樣時(shí)間存在，工作點(diǎn)可能會(huì)左右波動(dòng)，采樣時(shí)間越短，波動(dòng)越小。 系統(tǒng)總體結(jié)構(gòu)框圖 圖 2－ 5 示出了系統(tǒng)主電路和控制電路框圖。電源由 12V 蓄電池提供（該蓄電池能輸出 10Ah 的電能），此電壓經(jīng)過(guò) Boost 電路進(jìn)行升壓，通過(guò)控制驅(qū)動(dòng) IGBT的 PWM 波形的占空比，就可以調(diào)節(jié)輸出電壓的大小，具體分析在后面闡述。 DCAC變換電路采用全橋變換電路。為保證系統(tǒng)可靠運(yùn)行，防止主電路對(duì)控制電路的干擾，采用主、控電路完全隔離的方法，即驅(qū)動(dòng)信號(hào)用光耦隔離，反饋信號(hào)用變壓第二章 光伏發(fā)電系統(tǒng)的總體設(shè)計(jì) 20 器隔離，輔助電源用穩(wěn)壓集成快組成。 IGBT 過(guò)熱保護(hù)電路采用 89℃熱繼電器作為 IGBT 散熱器溫度檢測(cè)器件，其具有足夠的響應(yīng)速度 ，能夠在 IGBT 管允許的過(guò)熱時(shí)間內(nèi)將電源關(guān)斷。 圖 2－ 8 系統(tǒng)主電路和控制電路框圖 第三章 軟硬件電路設(shè)計(jì) 21 第三章 軟 硬件電路設(shè)計(jì) PWM 信號(hào)的生成方法 用于生成 PWM 信號(hào)生成 Saber 模型 Saber 是基于 SPICE 的電路仿真軟件，為了完整的仿真光伏發(fā)電系統(tǒng)模型和計(jì)算和優(yōu)化相關(guān)參數(shù)，需要建立 PWM 信號(hào)的 Saber 模型。 PWM 是具有一定占空比脈沖序列 ，主要涉及下面的兩個(gè)基本的 Saber 模塊： 1 rmposc 模型：這是一個(gè)使用外部放電電阻的三角波生成模型 (a) ramposc 模塊原理圖 (b)輸出特性上圖為 osc 端口下圖 為 ct 端口輸出 圖 3－ 1 ramposc 模塊的特性 表 3－ 1 則顯示了 rampose 模塊的輸入和輸出端口的含義 表 3－ 1 ramposc 的輸入輸出端口 模型參數(shù) 功能描述 信號(hào)類型 enable 使能控制 數(shù)字 rt 提供輸入電流的外部電阻 模擬 ct 外部電容 模擬 gnd 參考地 模擬 rampose 是用于生成周期性三角波的模型，電阻電壓保持 Vrt，產(chǎn)生電流 Vrt/R 對(duì)電容進(jìn)行充電，當(dāng)達(dá)到 Vhigh 充電結(jié)束，然后電容放電到 Vlow， osc 輸出一個(gè)數(shù)字脈沖指示這段死區(qū)的時(shí)間。有兩種應(yīng)用模式： 第三章 軟硬件電路設(shè)計(jì) 22 ? 外接電阻和電容，其頻率等于： ? 指定 freq 和 deadt 兩個(gè)參數(shù)，則不接電阻和電容，如果 deadt 不指定，默認(rèn)的死區(qū)時(shí)間為： ，仿真結(jié)果（上面是 osc 輸出，下面是 rc 端的輸出）： 2 理想比較器模型 (a)理想比較器的原理圖 (b)模塊輸出特性 圖 3－ 2 理想比較器的 saber 模型 p_offset 和 m_offset 兩個(gè)參數(shù)使得可設(shè)定補(bǔ)償電平 ，比較器模塊輸出電平為： ))(()()( o f f s e to f f s e t MmVPpVoutV ???? (31) 表 3－ 2 p_l4 的輸入輸出端口 模型參數(shù) 功能描述 信號(hào)類型 enable 使能控制 數(shù)字 p 正向輸入端 模擬 m 負(fù)向輸入端 模擬 out 比較器輸出端 數(shù)字 使用這兩個(gè)模塊可以構(gòu)成完整的 PWM 生成模型，首先用 ramposc 生成周期性的三角波波形，然后與輸入電平進(jìn)行比較，如果高于輸入電平，輸出高電平，否則輸出低電平，這樣 使用輸入信號(hào)控制 PWM 波形的占空比，從而生成 PWM波形，使用此模塊可以方便的進(jìn)行后面的反饋系統(tǒng)的設(shè)計(jì)和參數(shù)優(yōu)化。 第三章 軟硬件電路設(shè)計(jì) 23 （ a） PWM 波形生成模塊 (a) PWM 模塊生成波形圖，此時(shí)輸入電平為 。 圖 3－ 3 完整的 PWM 波形生成 saber 模型 PWM 波形生成的 軟件實(shí)現(xiàn)方法 本文使用 DSP 來(lái)產(chǎn)生 PWM 信號(hào)。 DSP 的 PWM 信號(hào)的產(chǎn)生過(guò)程是 :為了產(chǎn)生 PWM 信號(hào)，使用一個(gè)定時(shí)器來(lái)重復(fù) PWM 的周期，用一個(gè)比較寄存器來(lái)存放調(diào)制值。定時(shí)器計(jì)數(shù)器的值不斷地與比較寄存器的值進(jìn)行比較，當(dāng)兩值匹配時(shí)，相關(guān)輸出產(chǎn)生從低到高 (或從高到低 )的變化。當(dāng)?shù)诙纹ヅ洚a(chǎn)生或周期結(jié)束時(shí)，相關(guān)引腳會(huì)產(chǎn)生另一個(gè)變化 (從高到低或從低到高 )。輸出信號(hào)的變化時(shí)間由比較寄存器的值決定。這個(gè)過(guò)程在每個(gè) 定時(shí)器周期按照比較寄存器不同的值重復(fù)，這樣便產(chǎn)生了 PWM 信號(hào)。 其 特點(diǎn)在于它的調(diào)制信號(hào)不是關(guān)于 PWM 周期中心對(duì)稱第三章 軟硬件電路設(shè)計(jì) 24 的，只可從脈沖的單邊變化每個(gè)脈沖的寬度 。對(duì)稱 PWM 波形的特點(diǎn)在于調(diào)制脈沖是關(guān)于 PWM 脈沖中心對(duì)稱的。對(duì)稱 PWM 波形與非對(duì)稱 PWM 波形相比，具有的一個(gè)優(yōu)點(diǎn)是 :在 PWM 周期開(kāi)始和結(jié)束的時(shí)候，它有兩個(gè)持續(xù)時(shí)間相同的不運(yùn)行區(qū)域。 BOOST 變換器模塊 BOOST 變換器的別名又叫升壓變換器、并聯(lián)開(kāi)關(guān)電路或開(kāi)關(guān)型升壓穩(wěn)壓器。線路如圖 22 所示，由開(kāi)關(guān) S、電感 L、電容 C 組成。完成把電壓 Vs 升壓到 Vo的功能。 a） Boost 電路原理圖 b)由晶體管和二極管組成的 Boost 電路 圖 3－ 4 Boost 電路的原理圖 Boost 電路的工作過(guò)程是這樣的。當(dāng)開(kāi)關(guān) S在位置 A時(shí) ,如圖 33a）電流 iL流過(guò)電感線圈 L，在電感線圈未飽和前，電流線性增加，電能以磁能形式儲(chǔ)在電感線圈 L中。此時(shí)，電容 C放電， R上流過(guò)電流 IO， R 兩端為輸出電壓 VO，極性上正下負(fù)。由于開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通，二極管陽(yáng)極接 Vs 負(fù)極，二極管承受反壓狀態(tài)。所以電容不能通過(guò)開(kāi)關(guān)管放電。開(kāi)關(guān) S轉(zhuǎn)換位置到 B時(shí)，構(gòu)成電路如圖 33b)，由于線圈中的磁場(chǎng)將改變線圈 L 兩端的電壓極性，以 保持 iL不變。這樣線圈 L 磁能轉(zhuǎn)化成的電壓 VL與電源 V，串聯(lián)，以高于 V。電壓向電容 C、負(fù)載 R供電。高第三章 軟硬件電路設(shè)計(jì) 25 于 Vs時(shí)，電容有充電電流；等于 VO時(shí)，充電電流為零：當(dāng) VO有降低趨勢(shì)時(shí)，電容向負(fù)載 R 放電，維持 V0不變。 圖 35 Boost 變換器電路工作過(guò)程 基 本輸 入輸出電壓關(guān)系的推導(dǎo)。設(shè)開(kāi)關(guān)動(dòng)作周期為 Ts， D1 為接通時(shí)間占空比， D2 為斷開(kāi)時(shí)間占空比 ，它們各自小于 1，連續(xù)狀態(tài)時(shí) D1+D2=1。則閉合時(shí)間為： T1=D1Ts，斷開(kāi)時(shí)間為： T2=D2Ts。 在輸入輸出電壓不變前提下，當(dāng)開(kāi)關(guān) S 在圖 32a） Ａ位置時(shí)， iL線 性上升， 其增益為： 11sLsVi DTL?? (32) 開(kāi)關(guān)在 32a） B 位置時(shí)， iL線性下降，其增益為： 22osLsVVi D TL?? ? ? （ 33） 由于穩(wěn)態(tài)時(shí)這兩個(gè)電流變化量絕對(duì)值相等 12LLii? ?? ，所以 12111o s sV V VDD??? （ 34） 使用 saber 建立 Boost 電路的 saber 仿真原理圖如下圖 36所示 圖 3－ 6 Boost 電路的 Saber 仿真原理圖 第三章 軟硬件電路設(shè)計(jì) 26 圖 3－ 7 Boost 電路的仿真結(jié)果 圖 3－ 7 給出了 Boost 電路的仿真結(jié)果，其中最上面的圖是電感電流的變化，它近擬呈現(xiàn)線性的變化；中間的圖是節(jié)點(diǎn) Vx 的電壓的變化；下圖是輸出電壓 Vo?？梢钥吹诫姼须娏鞒尸F(xiàn)周期性三角波形態(tài)，在其上升段對(duì)應(yīng)電源對(duì)其注入電流的階段，而下降段則對(duì)應(yīng)，其與電源串聯(lián)共同對(duì)電容充電的過(guò)程 。 Vx 節(jié)點(diǎn)通過(guò)開(kāi)關(guān)管周期性的接地，而電容兩端的電壓則保持穩(wěn)定。 掃描不同的電感的數(shù)值，其結(jié)果如圖 3－ 8所示，三條曲線對(duì)電感分別為 1uH,， 2uH。 由于此逆變電源是按照 200W 設(shè)計(jì)的，其等效負(fù)載為 200 歐左右。電容取 2uF，掃描電感數(shù)值為在 左右可以滿足要求。 圖 3－ 8 掃描不同的電感的數(shù)值以求得最優(yōu)的電感數(shù)值 第三章 軟硬件電路設(shè)計(jì) 27 (a) 占空比 25% （ b）占空比 50% (b) 占空比 75% 圖 3－ 9 PWM 波形占空比與電路性能關(guān)系 此電路的工作原理是用 PWM 的占空比來(lái)控制電壓的高低，圖 3－ 9 呈現(xiàn)了不同占空比下電路性能，其中最上面的圖是電感電流的變化，它近擬呈現(xiàn)線 性的變化；中間的圖是節(jié)點(diǎn) Vx的電壓的變化；下圖是輸出電壓 Vo。從中可以看到電壓與占空比呈現(xiàn)反比例關(guān)系，電路可以使用 PWM 控制電壓的升降。 第三章 軟硬件電路設(shè)計(jì) 28 加入 PI 反饋控制器的 Boost 電路 在第二章中描述的 PID控制算法，這里只使用積分和比例環(huán)節(jié)即可實(shí)現(xiàn)總線輸入電壓的鎖定， 對(duì)于一個(gè)典型的數(shù)字信號(hào)處理系統(tǒng)，通常都是采用如圖的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)。在自然界中大量的信號(hào)都是模擬信號(hào)，所以數(shù)字信號(hào)處理系統(tǒng)一般輸入為模擬信號(hào) xa(t)，模擬信號(hào)經(jīng)過(guò)抽樣處理得到離散信號(hào) xs(n)，再經(jīng) AD量化得到數(shù)字信號(hào) x(n)，輸入到數(shù)字處理單元經(jīng)數(shù)學(xué)處理 后輸入數(shù)字信號(hào) x(n)變換成輸出數(shù)字信號(hào) y(n)，輸出數(shù)字信號(hào) y(n)再經(jīng)過(guò) DA變換和平滑濾波得到模擬信號(hào) ya(t)的輸出。 數(shù)字控制電源系統(tǒng)一般由兩部分組成 , 一部分為數(shù)字處理器 , 另一部分為被控對(duì)象。數(shù)字處理器為離散部分 , 被控對(duì)象為連續(xù)部分 , 或者分別稱為數(shù)字部分和模擬部分。若要實(shí)現(xiàn)數(shù)字處理器對(duì)被控對(duì)象的控制 , 首先必須通過(guò)處理器內(nèi)部或外部擴(kuò)展的一功能模塊以一定的采樣頻率對(duì)系統(tǒng)的模擬輸出量進(jìn)行采樣 , 將該連續(xù)信號(hào)轉(zhuǎn)化為離散的數(shù)字信號(hào) , 再經(jīng)過(guò)量化后轉(zhuǎn)變?yōu)閿?shù)字量 , 用于處理器內(nèi)部的運(yùn)算。而模擬控制系統(tǒng) 的采樣是實(shí)時(shí)的、連續(xù)的。在數(shù)據(jù)處理上數(shù)字處理器對(duì)數(shù)據(jù)的處理是離散化的 , 數(shù)字處理器僅對(duì)各離散的采樣值進(jìn)行處理 , 而連續(xù)系統(tǒng)是基于連續(xù)信號(hào)的。隨著電源功能的逐步完善 , 數(shù)字處理器除了完成控制功能以外 ,還要能夠?qū)崿F(xiàn)保護(hù)、顯示以及遠(yuǎn)程監(jiān)控等各種功能。隨著功能的增多 , 所需要的處理時(shí)間就會(huì)相應(yīng)地增長(zhǎng) , 因此處理器的核心算法的處理頻率受到一定的限制 , 一般核心算法的處理頻率會(huì)小于電源的開(kāi)關(guān)頻率 , 這使得數(shù)字控制難以做到實(shí)時(shí)控制。此外 , 為了實(shí)現(xiàn)對(duì)連續(xù)被控對(duì)象的控制 , 處理器內(nèi)部計(jì)算結(jié)果的離散