【正文】 1時就已經(jīng)屬于精密電阻的范疇。這里選用線繞精密電阻，考慮到具體實現(xiàn)和熱功率，電路中用兩根阻值為 的銅絲并聯(lián)得到阻值為 的采樣電阻，由m4m2上述公式可知熱功率為： ???最大采樣電壓也可由簡單的計算得出： mVIUMAXAX .?采 樣采 樣針對上面提到的電壓采樣值和理論值出現(xiàn)偏差的情況對電流采樣進(jìn)行分析，由于精密電阻只有 ，后端電路與之并聯(lián)后對其上產(chǎn)生的壓降的影響微乎其?m2微，不會出現(xiàn)與采樣理論值較為明顯的誤差。在仿真時，為了盡量還原與前端電路開關(guān)電源連接下的充電狀態(tài)，采用恒流源（在不同階段將電流值調(diào)整為30A、15A、3A）串聯(lián) 的電阻進(jìn)行模擬。2 比例放大電路比例放大電路的參數(shù)選擇對調(diào)零電路的參數(shù)選擇有很大影響，這里先對比例放大部分進(jìn)行分析，首先來確定運放網(wǎng)絡(luò)的電源電壓。選用的運放可接電源電壓范圍一般都在177。~177。18V，可選范圍比較廣。但是考慮到整個控制電路的電壓都是圍繞 SG3525 提供的基準(zhǔn)電壓 進(jìn)行變化，送入單片機(jī)的電壓也需保持在 0~5V 的范圍內(nèi)，結(jié)合分壓電路的采樣輸出情況，運放電源電壓選擇在常用的177。5V 即可，即可提供足夠的線性區(qū)，又能夠用一個電源同時為運放和19單片機(jī)進(jìn)行供電。下面對比例運算電路的具體參數(shù)選擇進(jìn)行論證，控制電路中采用的負(fù)反饋比例運算電路的基本框架如下圖所示：圖 比例電路理想運放的輸入電阻應(yīng)為無窮大，但是由于電路引入的是并聯(lián)負(fù)反饋，反相比例運算電路的輸入電阻是有限的，即電路的輸入電阻： 。當(dāng)放大倍Ri?數(shù)一定時，即輸出和輸入電壓的比例系數(shù) 為定值，理論上來說 和 會Rf?f有無數(shù)種取值方式，只要滿足比值條件即可。實際上，當(dāng)電路中電阻取值過大時，一方面由于工藝原因，電阻的穩(wěn)定性差且噪聲大；另一方面，當(dāng)反饋電阻阻值與集成運放的輸入電阻等數(shù)量級時，比例系數(shù)又會發(fā)生較大的變化。因此，使用較小的電阻，達(dá)到數(shù)值較大的比例系數(shù)，并且具有較大的輸入電阻，是實際應(yīng)用的需要。另外，并聯(lián)負(fù)反饋更適用于信號源內(nèi)阻大的場合，這樣負(fù)反饋作用更加明顯。綜合考慮，阻值一般取在 級比較合適。?k綜合考慮分壓電路的分析結(jié)果：經(jīng)采樣的電流信號最大為 60mV，電壓信號理論最大值 （仿真最大值 ） 。很顯然，為了讓二者趨于一致，電流信號需由比例電路進(jìn)行放大，而電壓信號則需進(jìn)行縮小。假設(shè)電流信號若放大 20 倍，電壓信號放大 倍，則經(jīng)過比例電路作用后二者分別為 和，這個結(jié)果就已經(jīng)比較接近，電流放大倍數(shù)可以適當(dāng)再提高一點。對于高頻信號來說，在設(shè)計較大放大倍數(shù)的電路時需考慮其與信號頻率的乘積是否小于運放的增益帶寬，否則會使電路不穩(wěn)定。理論上來說，作用于電流和電壓采樣的兩個比例電路的放大倍數(shù)在這個基準(zhǔn)上有適當(dāng)波動都是可行的。因此在進(jìn)行設(shè)計時，將電壓采樣的放大倍數(shù)固定，將電流采樣的放大倍數(shù)20通過電位器留出適當(dāng)?shù)目烧{(diào)的范圍，防止在實物調(diào)試時出現(xiàn)由于放大倍數(shù)不合適而修改電路的情況；另一方面，由于電流部分的調(diào)節(jié)更為精細(xì)一些，加入電位器找到最適合的放大倍數(shù)有利于提高電路精度。最終確定的作用于采樣值的比例電路參數(shù)設(shè)置如下： 電路圖如下所示：圖 電流部分圖 電壓部分對于第二級放大電路來說，需使放大后電壓在 0~5V 范圍內(nèi)；為了提高單片機(jī)和數(shù)模轉(zhuǎn)換器的處理精度，這個放大值也不能過高或過低。一般來說，波動在 2V~4V 都是比較理想的。從理論值來看，三個恒壓電壓值、 在通過第一級放大電路后分別為：－、－、－，第二級放大倍數(shù)在 左右即可。但是上文提到過，最大恒壓值受整體電路的影響經(jīng)一級放大后只有 左右的電壓值，所以在實際應(yīng)用中要適當(dāng)提高放大倍數(shù)，電流部分也可作相同的分析。由于放大電壓放大器的輸出阻抗比較高，通常在幾千歐到幾十千歐，如果后級的輸入阻抗比較小，那么信號就會有相當(dāng)一部分損耗在前級的輸出電阻中，信號的放大效果將受到嚴(yán)重影響。故將電流部分和電壓部分二級放大的輸入電阻和反饋電阻分別設(shè)置為 100 和 200 ，即放大倍數(shù)絕對值為 2。?k考慮到非理想狀態(tài)的實際應(yīng)用中，電流、電壓采樣值在恒流恒壓階段會產(chǎn)21生小范圍的波動。因此在兩級放大的反饋電阻上分別并聯(lián)一定數(shù)值的電容，這樣輸出端的高頻分量會有一部分通過其返回到輸入端，經(jīng)由負(fù)反饋作用對輸入端的高頻分量進(jìn)行部分抵消，減小一些明顯的高頻信號對電路的干擾，使恒流、恒壓階段經(jīng)放大輸出的信號盡可能恒定。利用正弦波信號模擬波動的高頻信號（輸入正弦波最大值 4V，頻率 1KHz，通過電壓調(diào)節(jié)部分的第一級放大電路，即比例系數(shù)－，示波器 2V/Div） ，可以看到加入電容后根據(jù)電容值的不同輸出波形會有不同程度的衰減。當(dāng)反饋電阻并聯(lián) 10nF 電容時，輸出波形最大值為 圖 并聯(lián) 10nF 電容輸出衰減情況（正弦波模擬高頻波動信號）當(dāng)反饋電阻并聯(lián) 100nF 電容時，輸出波形的最大值為 323mV圖 并聯(lián) 100nF 電容輸出衰減情況（正弦波模擬高頻波動信號） 運放調(diào)零電路在輸入端沒有電壓輸入時，輸出端會有一個比較小的電壓輸出，這個電壓就稱為輸出失調(diào)電壓 。對運放調(diào)零就是考慮到其輸入失調(diào)電壓和輸入偏置電IOV流的影響，為了減低輸出失調(diào)電壓，特別是對直流放大效果的影響才進(jìn)行的?，F(xiàn)在很多運放都沒有自帶的調(diào)零端，因為隨著技術(shù)的發(fā)展，運放的精度已經(jīng)可以做到很高，無需調(diào)零端也可以滿足大部分電路的需求。但是這里的控制電路對精度要求較高，電流和電壓信號均被分壓采樣縮放為小信號進(jìn)行調(diào)節(jié)，一個小的誤差經(jīng)放大就可能造成很大的影響。因此在控制電路中加入調(diào)零電路是非常必要的。22比較常用且易實現(xiàn)的反相端調(diào)零電路如下圖所示：圖 調(diào)零電路其失調(diào)電壓的可調(diào)范圍是： ]/)[(321RVUC??失 調(diào)考慮到運放失調(diào)電壓一般為（1~10）mV，如在177。15V 條件下，LF347 的失調(diào)電壓為 10mV，TLC2272 只有 ，所以初步設(shè)計調(diào)整范圍包含177。10mV 即可?？紤]到控制電路中運放網(wǎng)絡(luò)和后端單片機(jī)分別以177。5V 和 5V 電壓供電，先假設(shè) （此情況下失調(diào)電壓應(yīng)該范圍更?。?，由此來近似推算調(diào)零部?C?分電阻阻值范圍。電流部分有（假設(shè)電位器置于中點）： ???k145/k340/21R則有：=)(3U??失 調(diào) mV解得： ??MR73電阻值過大，因此考慮將177。5V 電壓先串聯(lián)電阻進(jìn)行分壓，即間接降低的取值范圍。具體操作如下圖所示：C? 23圖 分壓調(diào)零通過 R1 和 R2 對電源電壓進(jìn)行分壓，R 兩端的分壓即為降低后的 取值CV?范圍，為了保持 正負(fù)調(diào)節(jié)電壓的對稱，需使分壓電阻 R1=R2。假設(shè)CV?R1=R2=2022 ，R=1000 ，則此時的 = ，代入上述公式進(jìn)行計算得出?CV?1，對于電路的整體平衡性來說這個數(shù)量級還是有些大。為了深入了?解不同阻值對電路輸出結(jié)果的影響，下面取 、 、 、?k390M4.?7.四個阻值對在 恒壓階段對電路進(jìn)行仿真，結(jié)果如圖所示： 可見通過調(diào)節(jié)電位器，三者都可以得出同樣的輸出值。電路中電流和電壓的采樣值經(jīng)過了兩級放大，對于理想狀態(tài)下的多級放大器來說，調(diào)零的方式為：運放同相反相輸入端接地，通過調(diào)整電位器，使最后一級運放輸出為零。如果單獨調(diào)試每一級運放，雖然將本級的失調(diào)電壓誤差進(jìn)行了彌補，但是這種補償也有可能作為誤差的累積進(jìn)入下一級運放，經(jīng)放大后產(chǎn)生更嚴(yán)重的影響。所以，對于多級放大電路來說，調(diào)零是針對整體電路來說的，只要調(diào)整使最后一級輸出值在誤差范圍即可，各級運放產(chǎn)生的誤差會在內(nèi)部進(jìn)行抵消。 濾波電路濾波電路在電流電壓設(shè)置支路上是必要環(huán)節(jié)，單片機(jī)送來的是占空比可調(diào)24的脈沖方波，需經(jīng)濾波后取出其直流分量送入 PI 調(diào)節(jié)器與采樣值進(jìn)行比較?？刂齐娐分械臑V波電路采用最普遍的構(gòu)成方式，如下圖所示:圖 濾波電路一般來說，濾波電容越大，濾波效果越好，輸出波形越趨于平滑。但是，當(dāng)電容量達(dá)到一定值以后，再加大電容量對提高濾波效果已無明顯作用；同時還會造成到達(dá)穩(wěn)定濾波狀態(tài)時間的延長。簡單的 RC 網(wǎng)絡(luò)構(gòu)成的濾波電路參數(shù)選擇可根據(jù)公式：，其中 T 為方波信號周期2)5~3(RC?推算大致的取值范圍，但最終確定還需經(jīng)過仿真和實際測試。以下幾個圖顯示了最大值為 5V 占空比為 25%的脈沖方波經(jīng)不同容量電容濾波后輸出最大值與最小值的對比：圖 相同脈沖方波經(jīng)不同容量電容濾波效果由圖可知，濾波的最大值、最小值誤差隨電容容量的升高逐漸減小；但同時，考慮到濾波波形達(dá)到穩(wěn)定狀態(tài)的過渡時間也會隨之延長，因此需要尋找濾波平整度與過渡時間的平衡點。最終將電容容量定為 470nF。對于前端電阻來說，其阻值應(yīng)該適中。過大的阻值會造成濾出電壓值下降，而阻值過小則會造成濾波不充分。并聯(lián)電阻的阻值不宜太小，否則輸出電壓大25小將受到影響；它還用于吸收電容的電能，防止電容的放電電流過大，避免對與之并聯(lián)的器件造成損壞。圖 不同前端電阻阻值對濾波效果的影響另外，在電壓采樣支路上也需接入一個濾波電路對輸入采樣值進(jìn)行濾波。因為不能保證前端電路開關(guān)電源部分時刻輸出純粹的直流量，為了穩(wěn)定后端放大電路的放大效果濾波電路是必要的。而且此濾波電阻可以直接和前端采樣電壓信號時用來進(jìn)行分壓的 10K 接地電阻構(gòu)成并聯(lián)回路，利用現(xiàn)有的元器件實現(xiàn)新的功能。在電流采樣支路上，由于采樣最大電壓只有 60mV，使用濾波電路并無太大意義，因此可以省去。同時，為了穩(wěn)定送入 SG3525 電壓的穩(wěn)定，需在 SG3525 前端接入一個簡單的濾波網(wǎng)絡(luò)。 PI 調(diào)節(jié)電路控制電路中 PI 調(diào)節(jié)電路的輸入由兩部分構(gòu)成，采樣值的放大輸出和設(shè)置值的濾波輸出，如圖所示。圖 控制電路 PI 調(diào)節(jié)簡圖在理想情況下，根據(jù)“虛短”和“虛斷”的特性，假設(shè)流經(jīng) RR R 3 的電流分別為 、 和 ，流經(jīng)電容 C 的電流為 ，均指向輸出方向，則可得到1i23i Ci以下關(guān)系式：26?????dtiCRiuuiiROIIC3321132整理可得： ??????????tutuIIIIO 21213由上式可以看出， 是反相端兩輸入值在單純的2121 33IIII RRu??比例放大環(huán)境中放大結(jié)果的累加，而 則是兩者在單獨??dtuCdtuII21積分運算環(huán)境中得到結(jié)果的累加。在 PI 調(diào)節(jié)器即比例積分電路部分的參數(shù)選擇要考慮積分時間 。當(dāng)RC??時間常數(shù)較大時，如超過 10ms 時，電容 C 的值就會達(dá)到數(shù)微法，由于微法級的標(biāo)稱值電容選擇面較窄，故宜用改變電阻 R 的方法來調(diào)整時間常數(shù)。當(dāng)所需的時間常數(shù)較小時，就應(yīng)選擇 R 為數(shù)千歐至數(shù)十千歐的電阻，再根據(jù)這時確定的電阻值選擇較小的電容值來調(diào)整時間常數(shù)。在仿真中通過反復(fù)調(diào)試發(fā)現(xiàn)，當(dāng)電容 C 容量一定時，增大 R3 的阻值，輸出波形的波動會加劇，逐漸呈現(xiàn)出鋸齒波的狀態(tài)；而減小 R3 的阻值對輸出值并無很大影響。同時，當(dāng) R3 阻值一定時，減小電容 C 的值也會引起輸出的波動；增加其值則表現(xiàn)為達(dá)到穩(wěn)態(tài)所需時間的延長。因此，尋找輸出波形穩(wěn)定和調(diào)節(jié)時間長短的平衡點是至關(guān)重要的?？紤]到控制電路和前后端電路構(gòu)成了一個大的反饋系統(tǒng)，所以電容 C 的值可以適當(dāng)調(diào)高，以配合系統(tǒng)的反應(yīng)時間。對于 RR 2 來說，若增加其阻值，并達(dá)到經(jīng)二極管輸出 的效果，通過仿真可以發(fā)現(xiàn)，給定 PWM 方波的占空比需相應(yīng)調(diào)??；若減小其阻值，就會造成輸入阻抗的減小。因此，需要經(jīng)過反復(fù)調(diào)試得到另一個平衡點。若電路中只有比例積分支路，那么對于低頻信號來說相當(dāng)于開環(huán)，運放的開環(huán)放大倍數(shù)很大，極易對輸出結(jié)果產(chǎn)生影響。為了防止可能出現(xiàn)的低頻信號27的干擾，故在反饋支路上并聯(lián)一個阻值較大的電阻，既限制了低頻增益，又防止阻值過小造成的高頻信號的流失。此外，當(dāng)采樣值小于其對應(yīng)給定值時，PI 調(diào)節(jié)輸出端可能會出現(xiàn)負(fù)值；而PI 調(diào)節(jié)的最終目的是與 進(jìn)行比較并穩(wěn)定在 。為了防止負(fù)值電壓和 相差過大造成的調(diào)節(jié)困難，也為了保證運放一直工作在線性區(qū)，故在比例積分反饋支路上并聯(lián)一個二極管。當(dāng)輸出為正值時，二極管無法導(dǎo)通為斷路，不會對調(diào)節(jié)效果造成任何影響；當(dāng)輸出為負(fù)值時，二極管正向?qū)ǎ⒇?fù)值鉗制在一定范圍內(nèi)，一舉兩得。圖 控制電路中 PI 調(diào)節(jié)部分4 控制電路的工作流程整體電路圖請參見附錄圖1。下面結(jié)合單片機(jī)控制對充電流程進(jìn)行詳細(xì)的說明。 控制電路簡化圖對于單片機(jī)程序來說，充電過程分為三個階段，即30A 、15A 、3A。在30A階段，單片機(jī)首先在電流設(shè)置端送入30A對應(yīng)的脈沖，在電壓設(shè)置端送入5V電壓，此時B點輸出為負(fù)，電流控制起作用。當(dāng)充電電流達(dá)到 30A，即A，將D2封鎖。此時，是 30A恒流充電狀態(tài)，并將28，在充電電壓未達(dá)到設(shè)置值之前，保持恒流充電狀態(tài)。隨著充電時間的推移，充電電壓上升， 時，電流和電壓控制處于一種臨界狀態(tài)，交替起作用。 時，A 電電壓高于，將D1封鎖，電壓控制起作用，充電電流下降，C 。當(dāng)充電電流下降至15A時，進(jìn)入15A階段。15A充電階段與30A階段工作模式相仿，只是在此階段初期，對應(yīng)于15A和，沒有上一階段短暫的時間差。在階段末期，當(dāng)充電電流降至3A時，進(jìn)入暫停充電的狀態(tài)。之后，電池端電壓逐漸減小，進(jìn)入 3A浮充階段。在3A階段，、電壓設(shè)置端。，電壓控制起作用。而3A脈沖的作用是限制此時的最大充電電流不超過3A。當(dāng)浮充時間超過 2小時，充電完成。 從此過程分析可以知道，通過仿真得到每個恒流、恒壓值對應(yīng)的PWM方波占空比是程序設(shè)計的關(guān)鍵，同時也是今后充電器能否準(zhǔn)確自動完成充電過程的關(guān)鍵。