【正文】 可調(diào)增益放大器的控制電壓增益，對(duì)中頻模擬信號(hào)的電壓進(jìn)行增益粗調(diào)，粗調(diào)整后的信號(hào)電壓。將粗調(diào)后的中頻模擬信號(hào)通過AD變換，然后對(duì)得到的寬帶高速數(shù)字中頻信號(hào)經(jīng)過下變頻變?yōu)閿?shù)字基帶信號(hào)，提取其所需的窄帶信號(hào)，并轉(zhuǎn)換成較低的數(shù)據(jù)速率，分為I/Q兩路輸出，以供后續(xù)的單元作進(jìn)一步的處理?；鶐盘?hào)的平均功率通過基帶信號(hào)功率檢測(cè)器對(duì)基帶信號(hào)I/Q兩路的導(dǎo)頻信號(hào)的幅度的采樣來計(jì)算，具體實(shí)現(xiàn)分為計(jì)算當(dāng)前功率和計(jì)算功率均值兩步：(1) 計(jì)算當(dāng)前功率采用的計(jì)算方式對(duì)信號(hào)的功率進(jìn)行計(jì)算，即功率為，其中為當(dāng)前時(shí)刻的功率值，為當(dāng)前時(shí)刻的I路數(shù)據(jù)，為當(dāng)前時(shí)刻的Q路數(shù)據(jù)。(2) 計(jì)算平均功率代表AGC控制周期長(zhǎng)度，那么在個(gè)樣值的時(shí)間內(nèi)，估計(jì)的信號(hào)平均功率為： 式(315)其中參數(shù)大小的選擇對(duì)于AGC的性能好壞很重要，應(yīng)選得足夠大以使能得到信號(hào)功率的可靠估計(jì)，另外又要求選得足夠少，以保證期間信號(hào)不會(huì)有明顯的變化，這樣可以使控制能最大的發(fā)揮作用。AGC控制周期長(zhǎng)度根據(jù)系統(tǒng)要求可以靈活選擇。AGC控制周期長(zhǎng)度越大所導(dǎo)致的系統(tǒng)延時(shí)就越大，但是系統(tǒng)的抗干擾性也越強(qiáng)，需要根據(jù)實(shí)際效果選擇的大小以滿足系統(tǒng)對(duì)時(shí)延和抗干擾性的要求?；趯?dǎo)頻的AGC設(shè)計(jì)也就是利用接收到的導(dǎo)頻信號(hào)功率與參考導(dǎo)頻功率進(jìn)行比較，在這里選為參考導(dǎo)頻符號(hào)的數(shù)目。假設(shè)第次VGA的增益為，則第次VGA的增益為： 式(316)其中，是參考導(dǎo)頻符號(hào)的功率，是第次接收到的導(dǎo)頻信號(hào)功率，從信號(hào)中分離導(dǎo)頻可以得到。對(duì)數(shù)字基帶信號(hào)的平均功率進(jìn)行量化，可得到需要調(diào)整的目標(biāo)功率的檔位信息及需要調(diào)整量的檔內(nèi)信息。根據(jù)數(shù)據(jù)幀接收情況設(shè)定調(diào)整標(biāo)志位，當(dāng)與數(shù)據(jù)幀中的導(dǎo)頻序列同步后，將AGC暫停調(diào)整，直到當(dāng)前數(shù)據(jù)幀結(jié)束，再重新開始AGC對(duì)信號(hào)功率的自動(dòng)調(diào)整。由于OFDM信號(hào)具有峰均比過高的特點(diǎn)，故自動(dòng)增益控制需在OFDM信號(hào)部分停止調(diào)整，即需結(jié)合數(shù)據(jù)幀的接收情況來進(jìn)行調(diào)整，當(dāng)捕捉到前導(dǎo)序列時(shí)保持當(dāng)前信號(hào)的調(diào)整狀態(tài)，直到此幀結(jié)束；當(dāng)沒有捕捉到前導(dǎo)序列時(shí)，可以進(jìn)行正常的AGC調(diào)整。根據(jù)上述所形成的檔位信息位、檔內(nèi)信息位和調(diào)整標(biāo)志位，進(jìn)行拼接生成反饋控制字，并將該反饋控制字發(fā)送到中頻AGC控制器。中頻AGC控制器根據(jù)收到的反饋控制字，利用如下公式計(jì)算中頻模擬信號(hào)的功率微調(diào)整量： 式(317)式中，是檔位信息位對(duì)應(yīng)的數(shù)據(jù)；是檔內(nèi)信息位對(duì)應(yīng)的數(shù)據(jù)；是微調(diào)整目標(biāo)值，一般通過對(duì)實(shí)際設(shè)備測(cè)量得到。根據(jù)微調(diào)整量，計(jì)算出所需微調(diào)整電壓，計(jì)算公式為： 式(318)其中，是單位功率對(duì)應(yīng)調(diào)整電壓，是基帶數(shù)字AGC可調(diào)最大功率。通過所計(jì)算的微調(diào)整電壓和當(dāng)前對(duì)數(shù)控可調(diào)增益放大器的控制電壓改變對(duì)數(shù)控可調(diào)增益放大器的控制電壓增益，對(duì)中頻模擬信號(hào)的電壓進(jìn)行增益微調(diào)，微調(diào)整后的信號(hào)電壓，最終完成對(duì)信號(hào)的AGC調(diào)整，以滿足系統(tǒng)要求，使接收信號(hào)正確解調(diào)。 AGC可控范圍示意圖。當(dāng)接收信號(hào)功率大于60dBm或小于120dBm時(shí)，因輸入信號(hào)過大超出AGC控制范圍，引起AD轉(zhuǎn)換時(shí)信號(hào)溢出，故信號(hào)解調(diào)誤比特率急劇惡化；當(dāng)接收信號(hào)功率小于120dBm時(shí)，因輸入信號(hào)過小未達(dá)到AGC控制范圍，容易產(chǎn)生漏幀且信號(hào)解調(diào)誤比特率也是惡化嚴(yán)重。第四章 流星余跡通信系統(tǒng)線路測(cè)試根據(jù)全雙工流星余跡通信系統(tǒng)的設(shè)計(jì)要求，在完成了室內(nèi)軟硬件開發(fā)及各模塊聯(lián)試的基礎(chǔ)上，為進(jìn)一步驗(yàn)證系統(tǒng)設(shè)計(jì)思路，了解系統(tǒng)性能，對(duì)系統(tǒng)進(jìn)行了為期兩個(gè)月的遠(yuǎn)距離無線線路測(cè)試。 流星余跡通信系統(tǒng)的組成 流星余跡通信系統(tǒng)的組成。主要由主機(jī)、傳輸分機(jī)、濾波分機(jī)、功放分機(jī)及天線等組成。 流星余跡通信系統(tǒng)組成框圖 流星余跡通信系統(tǒng)主站整體圖傳輸分機(jī)作為系統(tǒng)的核心組成部分，主要完成數(shù)據(jù)信息的傳輸控制和處理。傳輸分機(jī)由基帶模塊和射頻模塊兩部分組成，基帶模塊的功能是數(shù)字信號(hào)的調(diào)制解調(diào)、鏈路層協(xié)議控制及數(shù)字信號(hào)的上變頻和下變頻處理，射頻模塊的功能是對(duì)信號(hào)的頻譜進(jìn)行二次搬移，作模擬上變頻或下變頻處理，同時(shí)與基帶模塊一起完成對(duì)信號(hào)的AGC控制功能。濾波分機(jī)主要是用于系統(tǒng)中對(duì)接收信號(hào)的濾波和對(duì)發(fā)射信號(hào)的陷波處理。由于本系統(tǒng)采用全雙工的工作方式，在同一端大功率的發(fā)信號(hào)必然會(huì)對(duì)收信號(hào)產(chǎn)生強(qiáng)干擾。為減小這一干擾，對(duì)設(shè)備提出兩點(diǎn)要求：一是收發(fā)信號(hào)中心頻率要達(dá)到一定間隔，這可以通過合理設(shè)置收發(fā)信號(hào)頻率來實(shí)現(xiàn)；二是要求減小經(jīng)過功放后的發(fā)射信號(hào)落在接收頻帶內(nèi)的諧波對(duì)本地接收的影響。據(jù)此，在將發(fā)射信號(hào)經(jīng)功放放大之前，先通過濾波分機(jī)中的陷波器，將發(fā)射信號(hào)落在接收頻帶內(nèi)的諧波陷掉，盡量消除諧波對(duì)接收信號(hào)的影響；同時(shí)，在收端讓接收信號(hào)在經(jīng)過射頻處理前先經(jīng)過濾波分機(jī)中的濾波器，用以消除帶外信號(hào)尤其是本地大功率的發(fā)射信號(hào)對(duì)設(shè)備的影響。由于系統(tǒng)采用頻分全雙工的工作方式，兩通道各使用一副天線，故共需兩副天線。天線采用八木定向天線。 流星余跡通信系統(tǒng)天線實(shí)物圖 流星余跡通信系統(tǒng)數(shù)字平臺(tái)流星余跡全雙工通信系統(tǒng)數(shù)字平臺(tái)是基于軟件無線電的思想設(shè)計(jì)的。一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)的軟件無線電平臺(tái)的架構(gòu)是建立在射頻直接采樣的基礎(chǔ)上的，但是這對(duì)AD/DA的帶寬和采樣速率的要求非常高，實(shí)際不容易實(shí)現(xiàn)。因此，在流星余跡通信系統(tǒng)中，數(shù)字基帶模塊與射頻模塊以中頻信號(hào)連接。 流星余跡通信系統(tǒng)數(shù)字平臺(tái)結(jié)構(gòu)圖信號(hào)在基帶板收通道的流程為：天線接收下來的射頻信號(hào)，先經(jīng)過模擬下變頻為適當(dāng)中頻信號(hào)，并作AGC模擬粗調(diào)整后，經(jīng)過基帶板的AD芯片進(jìn)行模數(shù)轉(zhuǎn)換，成為數(shù)字中頻信號(hào)；再經(jīng)過數(shù)字下變頻器把信號(hào)搬移到基帶，并進(jìn)行抽取濾波、成型濾波等相應(yīng)的信號(hào)降速處理，轉(zhuǎn)換為數(shù)字基帶信號(hào)后進(jìn)入FPGA收端；FPGA收端對(duì)數(shù)字信號(hào)進(jìn)行AGC微調(diào)整，并作相關(guān)處理確立幀同步后，進(jìn)行OFDM信號(hào)的解調(diào)后，再經(jīng)過一場(chǎng)相關(guān)處理獲取收速率信息；DSP再根據(jù)FPGA發(fā)送的收速率信息對(duì)數(shù)字信號(hào)進(jìn)行對(duì)應(yīng)的DPSK解調(diào)、解碼、糾錯(cuò)及對(duì)信道進(jìn)行信噪比估計(jì)；ARM收端收到DSP傳輸?shù)臄?shù)字信號(hào)后，同樣根據(jù)對(duì)應(yīng)的收速率信息進(jìn)行CRC校驗(yàn)，確認(rèn)正確后組幀并向終端發(fā)送，并獲取對(duì)方對(duì)本地要求的變速信息，同時(shí)將信噪比估計(jì)信息送到ARM發(fā)端。信號(hào)在基帶板發(fā)通道的流程為：ARM發(fā)端從終端收到數(shù)據(jù)信息后，根據(jù)收端獲取的信道信噪比估計(jì)信息和CRC校驗(yàn)情況，確定本地應(yīng)向?qū)Ψ揭蟮淖兯傩畔?，并附加在?shù)據(jù)幀的控制信息中，同時(shí)，根據(jù)對(duì)方對(duì)本地要求的變速信息，對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行相應(yīng)的編碼和組幀以一定的發(fā)速率向FPGA發(fā)送；FPGA發(fā)端根據(jù)ARM發(fā)送的發(fā)速率信息，對(duì)信號(hào)進(jìn)行相應(yīng)的DPSK調(diào)制并附上發(fā)速率信息，然后再進(jìn)行OFDM調(diào)制，最后插入用于同步的導(dǎo)頻信息，向外發(fā)送；數(shù)字上變頻器對(duì)收到的數(shù)字基帶信號(hào)進(jìn)行內(nèi)插濾波、成型濾波等處理，同時(shí)把信號(hào)搬移到中頻；最后經(jīng)AD轉(zhuǎn)換芯片，將數(shù)字中頻信號(hào)轉(zhuǎn)換為模擬中頻信號(hào)向外發(fā)送。因現(xiàn)有器件完全能滿足系統(tǒng)對(duì)信號(hào)采樣的要求，所以在基帶平臺(tái)上沒有運(yùn)用帶通采樣原理，但是系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)對(duì)于寬帶的中頻直接帶通采樣的實(shí)現(xiàn)是非常方便的。流星余跡通信平臺(tái)基于軟件無線電的設(shè)計(jì)思想具體表現(xiàn)為以下幾點(diǎn)：(1) 支持全雙工通信； (2) 滿足數(shù)字信號(hào)處理速度； (3) 支持ARM和終端高速數(shù)據(jù)交換；(4) 便于收/發(fā)程序，物理層/數(shù)據(jù)鏈路層程序的調(diào)試；(5) ARM、DSP、FPGA各模塊功能的劃分有利于加快開發(fā)速度。 流星余跡通信系統(tǒng)的主要參數(shù)1. 工作頻率根據(jù)收發(fā)信號(hào)中心頻率間隔達(dá)到2MHz的需要，在頻分全雙工的模式下，分別給兩通道的設(shè)置不同的載波頻率。從圖中可以看出，滿足頻率的偏移程度不超出工作頻率的的系統(tǒng)要求。 頻率合成器輸出通道1合成頻率實(shí)測(cè)圖 頻率合成器輸出通道2合成頻率實(shí)測(cè)圖2. 天線增益天線增益是通信距離的函數(shù)，它由工作頻率、天線結(jié)構(gòu)形式所決定。通常主站用五單元（或八單元）八木天線，從站用偶極子、環(huán)天線等各種類型的線天線。天線增益的高低對(duì)系統(tǒng)的通信性能有著最直接的影響，增益越高時(shí)，越有利于信號(hào)的接收，提高系統(tǒng)的整體性能。駐波比是天線的一個(gè)重要參數(shù)，它表示饋線與天線匹配情形。只有阻抗完全匹配，才能達(dá)到最大功率傳輸。不匹配時(shí)，發(fā)射機(jī)發(fā)射的電波將有一部分反射回來，在饋線中產(chǎn)生反射波，反射波到達(dá)發(fā)射機(jī)，最終產(chǎn)生為熱量消耗掉，嚴(yán)重時(shí)累積的熱量可將設(shè)備燒壞。接收時(shí)，也會(huì)因?yàn)椴黄ヅ?，造成接收信?hào)不好。實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)的收發(fā)天線均有比較好的駐波比特性，均小于功放分機(jī)對(duì)接入輸出天線駐波比的要求，符合系統(tǒng)設(shè)計(jì)。3. 發(fā)射功率發(fā)射功率越高，則等待時(shí)間越短，從而可利用更小的流星，并延長(zhǎng)所有電離余跡的可用持續(xù)時(shí)間。通常為幾百瓦至幾千瓦，目前所見報(bào)道最高達(dá)10kW。但過高的發(fā)射功率對(duì)系統(tǒng)設(shè)備提出更高的要求，尤其是在OFDM調(diào)制的信號(hào)條件下，峰均比過高的影響將更加明顯，對(duì)功放的線性度要求將會(huì)更高，系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)的難度將更大。綜合衡量后，我們?cè)趯?shí)驗(yàn)過程中選擇功放的輸出功率為300W。4. 接收機(jī)門限接收機(jī)門限是指為達(dá)到某個(gè)誤碼率(BER)時(shí)所要求的信號(hào)電平。它是給定的誤碼率、采用的調(diào)制解調(diào)方式、接收機(jī)噪聲特性及接收端人為干擾等諸因子的函數(shù)。如在4kb/s、45MHz條件下，使BER達(dá)到103的典型接收機(jī)門限為114dBm。門限越低，可利用的流星突發(fā)越多，等待時(shí)間越短，且對(duì)于每一個(gè)流星突發(fā)可資通信的持續(xù)時(shí)間也就越長(zhǎng)。在本系統(tǒng)中。從圖中可以看出，當(dāng)選擇高速模式R1時(shí)，BER達(dá)到時(shí)的接收門限為116dBm；當(dāng)選擇低速模式R3時(shí)，BER達(dá)到時(shí)的接收門限為122dBm?？梢源_定，在低速模式下，可以滿足接收門限達(dá)到設(shè)計(jì)要求。 接收機(jī)門限實(shí)際測(cè)量效果圖5. 收發(fā)隔離度保證在發(fā)射信號(hào)時(shí)對(duì)接收信號(hào)的正常接收（對(duì)干擾信號(hào)具有一定的抑制比），不產(chǎn)生收發(fā)自激且保證具有一定的接收信號(hào)質(zhì)量稱為收發(fā)隔離。收發(fā)隔離度主要是用來衡量在全雙工鏈路中，對(duì)本地發(fā)送的大功率信號(hào)對(duì)接收機(jī)產(chǎn)生干擾的抑制程度。收發(fā)隔離度越好，對(duì)發(fā)射信號(hào)產(chǎn)生干擾的抑制程度越好，則本地大功率信號(hào)的諧波落在接收頻帶內(nèi)的信號(hào)強(qiáng)度越小，系統(tǒng)的接收效果就越好。在本實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)中，收發(fā)隔離的功能主要由濾波分機(jī)來實(shí)現(xiàn)。濾波分機(jī)中的陷波器主要用來消除發(fā)射信號(hào)在接收頻帶內(nèi)的諧波，濾波器主要用來消除接收頻帶外的噪聲影響。根據(jù)設(shè)計(jì)要求，陷波器對(duì)接收頻帶內(nèi)的諧波陷波深度要大于功放功率增益的2倍；對(duì)信號(hào)差損要盡量小，這樣陷波器自身損耗的功率較小，減小了因功率累積造成過熱對(duì)設(shè)備自身的損害；駐波比要小于功放分機(jī)對(duì)接入輸出設(shè)備的要求；濾波器對(duì)信號(hào)的差損也要盡可能小，這樣有利于降低信號(hào)的解調(diào)門限。 線路測(cè)試環(huán)境2008年6月13日至8月8日在西安——重慶進(jìn)行了為期近兩個(gè)月的遠(yuǎn)距離實(shí)驗(yàn)，對(duì)流星信道情況進(jìn)行了統(tǒng)計(jì)，并對(duì)設(shè)備性能、調(diào)制解調(diào)模式、ARQ協(xié)議和其它各項(xiàng)關(guān)鍵技術(shù)進(jìn)行了驗(yàn)證。實(shí)驗(yàn)相關(guān)參數(shù)如下：1. 通信距離：西安——重慶，距離580km；2. 實(shí)驗(yàn)設(shè)備參數(shù)：收發(fā)信號(hào)中心頻率間隔：2MHz；發(fā)射功率：300W；由于設(shè)備存在的自身的損耗，實(shí)際發(fā)射功率為260W左右，期間由于設(shè)備參數(shù)的變化，有一段時(shí)間內(nèi)實(shí)際發(fā)射功率遠(yuǎn)小于260W；天線增益： 10dBi；天線架高：；3. 環(huán)境噪聲及干擾：西安外界環(huán)境噪聲功率為102dBm左右，噪聲電平比內(nèi)部噪聲電平高14dB，屬中等水平；重慶外界環(huán)境噪聲功率為109dBm左右，噪聲電平比內(nèi)部噪聲電平高20dB，并且偶爾會(huì)出現(xiàn)強(qiáng)的掃頻干擾。西安和重慶都觀察到基本相同的掃頻干擾，但從頻譜儀上可看到，落在重慶接收通道頻帶內(nèi)的干擾信號(hào)幅度比環(huán)境噪聲高出20dB以上，而落在西安接收通道頻帶內(nèi)的干擾信號(hào)幅度比環(huán)境噪聲高出10dB左右。 干擾掃頻信號(hào)頻譜示意圖 實(shí)驗(yàn)結(jié)果 實(shí)際信道的測(cè)試結(jié)果 流星信道存在時(shí)捕獲相關(guān)峰示意圖在線路測(cè)試的最初階段，我們進(jìn)行了實(shí)際信道情況的測(cè)試。測(cè)試方法是只向?qū)Ψ桨l(fā)送用于同步的導(dǎo)頻序列，另一方在收到信號(hào)后進(jìn)行相關(guān)峰計(jì)算，以獲取同步信息，當(dāng)收到正確的相關(guān)峰信息時(shí)，我們可據(jù)此來判斷流星信道的存在。在實(shí)際的測(cè)試中，發(fā)現(xiàn)凌晨時(shí)流星較多，中午10點(diǎn)至12點(diǎn)之間Es層信道出現(xiàn)的幾率較大，而下午17點(diǎn)后至晚上20點(diǎn)信道較差，而后又會(huì)慢慢變好。測(cè)試結(jié)果與參考一致。，從圖中可看出流星信道的快衰落特性。 數(shù)據(jù)傳輸?shù)臏y(cè)試結(jié)果(1) 調(diào)制方式對(duì)比實(shí)驗(yàn)這次實(shí)驗(yàn)前期用的是絕對(duì)移相/相干解調(diào)模式，各子載波絕對(duì)移相，每一幀內(nèi)內(nèi)插一段導(dǎo)頻序列，提取后作為解調(diào)載波相位的估計(jì)。通過單向固定速率傳輸實(shí)驗(yàn)發(fā)現(xiàn)錯(cuò)幀率很高，在達(dá)到幀同步之后收到的幀中正確的僅占百分之幾。而且觀察到同一幀內(nèi)發(fā)生相位反轉(zhuǎn)的現(xiàn)象。后將OFDM的各子載波的調(diào)制解調(diào)方式修改為相對(duì)移相/差分解調(diào)，效果顯著。在達(dá)到幀同步之后收到的幀中正確的幀增加到50％左右。這充分說明，在實(shí)際的遠(yuǎn)距離無線信道中必須采用相對(duì)移相，不能用絕對(duì)移相，即使采用OFDM也是如此。(2) 速率等級(jí)R1的固定速率傳輸實(shí)驗(yàn) 低速模式下每小時(shí)單位時(shí)間內(nèi)接收數(shù)據(jù)子幀和正確子幀統(tǒng)計(jì)圖R1檔的低速傳輸模式下，速度為8Kb/s，重慶至西安方向，先后累計(jì)測(cè)試815分鐘，共成功傳輸121074包；。如果除去Es層存在期間的統(tǒng)計(jì)數(shù)據(jù)，則成功傳輸39868包/760分鐘。我們每10分鐘統(tǒng)計(jì)一次結(jié)果，最差10分鐘正確接收5包。由此可推算最長(zhǎng)等待時(shí)間小于10分鐘。(3) 速率等級(jí)R2的固定速率傳輸實(shí)驗(yàn)R2檔的中速傳輸模式下，速度為32Kb/s，重慶至西安方向，先后累計(jì)測(cè)試670分鐘，共成功傳輸71577包；。如果除去Es層存在期間的統(tǒng)計(jì)數(shù)據(jù)，則成功傳輸25877包/430分鐘。同樣，每10分鐘紀(jì)錄一次結(jié)果，最差10分鐘沒有接收到正確數(shù)據(jù)包。由此可推算最長(zhǎng)等待時(shí)間大于10分鐘。因此，在目前的信道條件下，采用過高的傳輸速率是不合適的。 中速模式下每小時(shí)單位時(shí)間內(nèi)接收數(shù)據(jù)子幀和正確子幀統(tǒng)計(jì)圖(4) 速率等級(jí)R3的固定速率傳輸實(shí)驗(yàn)R3檔的高速傳輸模式下，速度為64Kb/s，重慶至西安方向，先后累計(jì)測(cè)試260分鐘，共成功傳輸67 237包；。如果除去Es層存在期間的統(tǒng)計(jì)數(shù)據(jù)