【正文】 可調(diào)增益放大器的控制電壓增益，對中頻模擬信號的電壓進行增益粗調(diào)，粗調(diào)整后的信號電壓。將粗調(diào)后的中頻模擬信號通過AD變換，然后對得到的寬帶高速數(shù)字中頻信號經(jīng)過下變頻變?yōu)閿?shù)字基帶信號，提取其所需的窄帶信號，并轉(zhuǎn)換成較低的數(shù)據(jù)速率，分為I/Q兩路輸出，以供后續(xù)的單元作進一步的處理?；鶐盘柕钠骄β释ㄟ^基帶信號功率檢測器對基帶信號I/Q兩路的導頻信號的幅度的采樣來計算，具體實現(xiàn)分為計算當前功率和計算功率均值兩步：(1) 計算當前功率采用的計算方式對信號的功率進行計算，即功率為，其中為當前時刻的功率值，為當前時刻的I路數(shù)據(jù)，為當前時刻的Q路數(shù)據(jù)。(2) 計算平均功率代表AGC控制周期長度，那么在個樣值的時間內(nèi)，估計的信號平均功率為： 式(315)其中參數(shù)大小的選擇對于AGC的性能好壞很重要，應(yīng)選得足夠大以使能得到信號功率的可靠估計，另外又要求選得足夠少，以保證期間信號不會有明顯的變化，這樣可以使控制能最大的發(fā)揮作用。AGC控制周期長度根據(jù)系統(tǒng)要求可以靈活選擇。AGC控制周期長度越大所導致的系統(tǒng)延時就越大，但是系統(tǒng)的抗干擾性也越強，需要根據(jù)實際效果選擇的大小以滿足系統(tǒng)對時延和抗干擾性的要求?；趯ьl的AGC設(shè)計也就是利用接收到的導頻信號功率與參考導頻功率進行比較，在這里選為參考導頻符號的數(shù)目。假設(shè)第次VGA的增益為，則第次VGA的增益為： 式(316)其中，是參考導頻符號的功率，是第次接收到的導頻信號功率，從信號中分離導頻可以得到。對數(shù)字基帶信號的平均功率進行量化，可得到需要調(diào)整的目標功率的檔位信息及需要調(diào)整量的檔內(nèi)信息。根據(jù)數(shù)據(jù)幀接收情況設(shè)定調(diào)整標志位，當與數(shù)據(jù)幀中的導頻序列同步后，將AGC暫停調(diào)整，直到當前數(shù)據(jù)幀結(jié)束，再重新開始AGC對信號功率的自動調(diào)整。由于OFDM信號具有峰均比過高的特點，故自動增益控制需在OFDM信號部分停止調(diào)整，即需結(jié)合數(shù)據(jù)幀的接收情況來進行調(diào)整，當捕捉到前導序列時保持當前信號的調(diào)整狀態(tài)，直到此幀結(jié)束；當沒有捕捉到前導序列時，可以進行正常的AGC調(diào)整。根據(jù)上述所形成的檔位信息位、檔內(nèi)信息位和調(diào)整標志位，進行拼接生成反饋控制字，并將該反饋控制字發(fā)送到中頻AGC控制器。中頻AGC控制器根據(jù)收到的反饋控制字，利用如下公式計算中頻模擬信號的功率微調(diào)整量： 式(317)式中，是檔位信息位對應(yīng)的數(shù)據(jù)；是檔內(nèi)信息位對應(yīng)的數(shù)據(jù)；是微調(diào)整目標值，一般通過對實際設(shè)備測量得到。根據(jù)微調(diào)整量，計算出所需微調(diào)整電壓，計算公式為： 式(318)其中，是單位功率對應(yīng)調(diào)整電壓，是基帶數(shù)字AGC可調(diào)最大功率。通過所計算的微調(diào)整電壓和當前對數(shù)控可調(diào)增益放大器的控制電壓改變對數(shù)控可調(diào)增益放大器的控制電壓增益，對中頻模擬信號的電壓進行增益微調(diào)，微調(diào)整后的信號電壓，最終完成對信號的AGC調(diào)整，以滿足系統(tǒng)要求，使接收信號正確解調(diào)。 AGC可控范圍示意圖。當接收信號功率大于60dBm或小于120dBm時，因輸入信號過大超出AGC控制范圍，引起AD轉(zhuǎn)換時信號溢出，故信號解調(diào)誤比特率急劇惡化；當接收信號功率小于120dBm時，因輸入信號過小未達到AGC控制范圍，容易產(chǎn)生漏幀且信號解調(diào)誤比特率也是惡化嚴重。第四章 流星余跡通信系統(tǒng)線路測試根據(jù)全雙工流星余跡通信系統(tǒng)的設(shè)計要求，在完成了室內(nèi)軟硬件開發(fā)及各模塊聯(lián)試的基礎(chǔ)上，為進一步驗證系統(tǒng)設(shè)計思路，了解系統(tǒng)性能，對系統(tǒng)進行了為期兩個月的遠距離無線線路測試。 流星余跡通信系統(tǒng)的組成 流星余跡通信系統(tǒng)的組成。主要由主機、傳輸分機、濾波分機、功放分機及天線等組成。 流星余跡通信系統(tǒng)組成框圖 流星余跡通信系統(tǒng)主站整體圖傳輸分機作為系統(tǒng)的核心組成部分，主要完成數(shù)據(jù)信息的傳輸控制和處理。傳輸分機由基帶模塊和射頻模塊兩部分組成，基帶模塊的功能是數(shù)字信號的調(diào)制解調(diào)、鏈路層協(xié)議控制及數(shù)字信號的上變頻和下變頻處理，射頻模塊的功能是對信號的頻譜進行二次搬移，作模擬上變頻或下變頻處理，同時與基帶模塊一起完成對信號的AGC控制功能。濾波分機主要是用于系統(tǒng)中對接收信號的濾波和對發(fā)射信號的陷波處理。由于本系統(tǒng)采用全雙工的工作方式，在同一端大功率的發(fā)信號必然會對收信號產(chǎn)生強干擾。為減小這一干擾，對設(shè)備提出兩點要求：一是收發(fā)信號中心頻率要達到一定間隔，這可以通過合理設(shè)置收發(fā)信號頻率來實現(xiàn)；二是要求減小經(jīng)過功放后的發(fā)射信號落在接收頻帶內(nèi)的諧波對本地接收的影響。據(jù)此，在將發(fā)射信號經(jīng)功放放大之前，先通過濾波分機中的陷波器，將發(fā)射信號落在接收頻帶內(nèi)的諧波陷掉，盡量消除諧波對接收信號的影響；同時，在收端讓接收信號在經(jīng)過射頻處理前先經(jīng)過濾波分機中的濾波器，用以消除帶外信號尤其是本地大功率的發(fā)射信號對設(shè)備的影響。由于系統(tǒng)采用頻分全雙工的工作方式，兩通道各使用一副天線，故共需兩副天線。天線采用八木定向天線。 流星余跡通信系統(tǒng)天線實物圖 流星余跡通信系統(tǒng)數(shù)字平臺流星余跡全雙工通信系統(tǒng)數(shù)字平臺是基于軟件無線電的思想設(shè)計的。一個標準的軟件無線電平臺的架構(gòu)是建立在射頻直接采樣的基礎(chǔ)上的，但是這對AD/DA的帶寬和采樣速率的要求非常高，實際不容易實現(xiàn)。因此，在流星余跡通信系統(tǒng)中，數(shù)字基帶模塊與射頻模塊以中頻信號連接。 流星余跡通信系統(tǒng)數(shù)字平臺結(jié)構(gòu)圖信號在基帶板收通道的流程為：天線接收下來的射頻信號，先經(jīng)過模擬下變頻為適當中頻信號，并作AGC模擬粗調(diào)整后，經(jīng)過基帶板的AD芯片進行模數(shù)轉(zhuǎn)換，成為數(shù)字中頻信號；再經(jīng)過數(shù)字下變頻器把信號搬移到基帶，并進行抽取濾波、成型濾波等相應(yīng)的信號降速處理，轉(zhuǎn)換為數(shù)字基帶信號后進入FPGA收端；FPGA收端對數(shù)字信號進行AGC微調(diào)整，并作相關(guān)處理確立幀同步后，進行OFDM信號的解調(diào)后，再經(jīng)過一場相關(guān)處理獲取收速率信息；DSP再根據(jù)FPGA發(fā)送的收速率信息對數(shù)字信號進行對應(yīng)的DPSK解調(diào)、解碼、糾錯及對信道進行信噪比估計；ARM收端收到DSP傳輸?shù)臄?shù)字信號后，同樣根據(jù)對應(yīng)的收速率信息進行CRC校驗，確認正確后組幀并向終端發(fā)送，并獲取對方對本地要求的變速信息，同時將信噪比估計信息送到ARM發(fā)端。信號在基帶板發(fā)通道的流程為：ARM發(fā)端從終端收到數(shù)據(jù)信息后，根據(jù)收端獲取的信道信噪比估計信息和CRC校驗情況，確定本地應(yīng)向?qū)Ψ揭蟮淖兯傩畔?，并附加在?shù)據(jù)幀的控制信息中，同時，根據(jù)對方對本地要求的變速信息，對數(shù)據(jù)進行相應(yīng)的編碼和組幀以一定的發(fā)速率向FPGA發(fā)送；FPGA發(fā)端根據(jù)ARM發(fā)送的發(fā)速率信息，對信號進行相應(yīng)的DPSK調(diào)制并附上發(fā)速率信息，然后再進行OFDM調(diào)制，最后插入用于同步的導頻信息，向外發(fā)送；數(shù)字上變頻器對收到的數(shù)字基帶信號進行內(nèi)插濾波、成型濾波等處理，同時把信號搬移到中頻；最后經(jīng)AD轉(zhuǎn)換芯片，將數(shù)字中頻信號轉(zhuǎn)換為模擬中頻信號向外發(fā)送。因現(xiàn)有器件完全能滿足系統(tǒng)對信號采樣的要求，所以在基帶平臺上沒有運用帶通采樣原理，但是系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)對于寬帶的中頻直接帶通采樣的實現(xiàn)是非常方便的。流星余跡通信平臺基于軟件無線電的設(shè)計思想具體表現(xiàn)為以下幾點：(1) 支持全雙工通信； (2) 滿足數(shù)字信號處理速度； (3) 支持ARM和終端高速數(shù)據(jù)交換；(4) 便于收/發(fā)程序，物理層/數(shù)據(jù)鏈路層程序的調(diào)試；(5) ARM、DSP、FPGA各模塊功能的劃分有利于加快開發(fā)速度。 流星余跡通信系統(tǒng)的主要參數(shù)1. 工作頻率根據(jù)收發(fā)信號中心頻率間隔達到2MHz的需要，在頻分全雙工的模式下，分別給兩通道的設(shè)置不同的載波頻率。從圖中可以看出，滿足頻率的偏移程度不超出工作頻率的的系統(tǒng)要求。 頻率合成器輸出通道1合成頻率實測圖 頻率合成器輸出通道2合成頻率實測圖2. 天線增益天線增益是通信距離的函數(shù)，它由工作頻率、天線結(jié)構(gòu)形式所決定。通常主站用五單元（或八單元）八木天線，從站用偶極子、環(huán)天線等各種類型的線天線。天線增益的高低對系統(tǒng)的通信性能有著最直接的影響，增益越高時，越有利于信號的接收，提高系統(tǒng)的整體性能。駐波比是天線的一個重要參數(shù)，它表示饋線與天線匹配情形。只有阻抗完全匹配，才能達到最大功率傳輸。不匹配時，發(fā)射機發(fā)射的電波將有一部分反射回來，在饋線中產(chǎn)生反射波，反射波到達發(fā)射機，最終產(chǎn)生為熱量消耗掉，嚴重時累積的熱量可將設(shè)備燒壞。接收時，也會因為不匹配，造成接收信號不好。實驗系統(tǒng)的收發(fā)天線均有比較好的駐波比特性，均小于功放分機對接入輸出天線駐波比的要求，符合系統(tǒng)設(shè)計。3. 發(fā)射功率發(fā)射功率越高，則等待時間越短，從而可利用更小的流星，并延長所有電離余跡的可用持續(xù)時間。通常為幾百瓦至幾千瓦，目前所見報道最高達10kW。但過高的發(fā)射功率對系統(tǒng)設(shè)備提出更高的要求，尤其是在OFDM調(diào)制的信號條件下，峰均比過高的影響將更加明顯，對功放的線性度要求將會更高，系統(tǒng)實現(xiàn)的難度將更大。綜合衡量后，我們在實驗過程中選擇功放的輸出功率為300W。4. 接收機門限接收機門限是指為達到某個誤碼率(BER)時所要求的信號電平。它是給定的誤碼率、采用的調(diào)制解調(diào)方式、接收機噪聲特性及接收端人為干擾等諸因子的函數(shù)。如在4kb/s、45MHz條件下，使BER達到103的典型接收機門限為114dBm。門限越低，可利用的流星突發(fā)越多，等待時間越短，且對于每一個流星突發(fā)可資通信的持續(xù)時間也就越長。在本系統(tǒng)中。從圖中可以看出，當選擇高速模式R1時，BER達到時的接收門限為116dBm；當選擇低速模式R3時，BER達到時的接收門限為122dBm?？梢源_定，在低速模式下，可以滿足接收門限達到設(shè)計要求。 接收機門限實際測量效果圖5. 收發(fā)隔離度保證在發(fā)射信號時對接收信號的正常接收（對干擾信號具有一定的抑制比），不產(chǎn)生收發(fā)自激且保證具有一定的接收信號質(zhì)量稱為收發(fā)隔離。收發(fā)隔離度主要是用來衡量在全雙工鏈路中，對本地發(fā)送的大功率信號對接收機產(chǎn)生干擾的抑制程度。收發(fā)隔離度越好，對發(fā)射信號產(chǎn)生干擾的抑制程度越好，則本地大功率信號的諧波落在接收頻帶內(nèi)的信號強度越小，系統(tǒng)的接收效果就越好。在本實驗系統(tǒng)中，收發(fā)隔離的功能主要由濾波分機來實現(xiàn)。濾波分機中的陷波器主要用來消除發(fā)射信號在接收頻帶內(nèi)的諧波，濾波器主要用來消除接收頻帶外的噪聲影響。根據(jù)設(shè)計要求，陷波器對接收頻帶內(nèi)的諧波陷波深度要大于功放功率增益的2倍；對信號差損要盡量小，這樣陷波器自身損耗的功率較小，減小了因功率累積造成過熱對設(shè)備自身的損害；駐波比要小于功放分機對接入輸出設(shè)備的要求；濾波器對信號的差損也要盡可能小，這樣有利于降低信號的解調(diào)門限。 線路測試環(huán)境2008年6月13日至8月8日在西安——重慶進行了為期近兩個月的遠距離實驗，對流星信道情況進行了統(tǒng)計，并對設(shè)備性能、調(diào)制解調(diào)模式、ARQ協(xié)議和其它各項關(guān)鍵技術(shù)進行了驗證。實驗相關(guān)參數(shù)如下：1. 通信距離：西安——重慶，距離580km；2. 實驗設(shè)備參數(shù)：收發(fā)信號中心頻率間隔：2MHz；發(fā)射功率：300W；由于設(shè)備存在的自身的損耗，實際發(fā)射功率為260W左右，期間由于設(shè)備參數(shù)的變化，有一段時間內(nèi)實際發(fā)射功率遠小于260W；天線增益： 10dBi；天線架高：；3. 環(huán)境噪聲及干擾：西安外界環(huán)境噪聲功率為102dBm左右，噪聲電平比內(nèi)部噪聲電平高14dB，屬中等水平；重慶外界環(huán)境噪聲功率為109dBm左右，噪聲電平比內(nèi)部噪聲電平高20dB，并且偶爾會出現(xiàn)強的掃頻干擾。西安和重慶都觀察到基本相同的掃頻干擾，但從頻譜儀上可看到，落在重慶接收通道頻帶內(nèi)的干擾信號幅度比環(huán)境噪聲高出20dB以上，而落在西安接收通道頻帶內(nèi)的干擾信號幅度比環(huán)境噪聲高出10dB左右。 干擾掃頻信號頻譜示意圖 實驗結(jié)果 實際信道的測試結(jié)果 流星信道存在時捕獲相關(guān)峰示意圖在線路測試的最初階段，我們進行了實際信道情況的測試。測試方法是只向?qū)Ψ桨l(fā)送用于同步的導頻序列，另一方在收到信號后進行相關(guān)峰計算，以獲取同步信息，當收到正確的相關(guān)峰信息時，我們可據(jù)此來判斷流星信道的存在。在實際的測試中，發(fā)現(xiàn)凌晨時流星較多，中午10點至12點之間Es層信道出現(xiàn)的幾率較大，而下午17點后至晚上20點信道較差，而后又會慢慢變好。測試結(jié)果與參考一致。，從圖中可看出流星信道的快衰落特性。 數(shù)據(jù)傳輸?shù)臏y試結(jié)果(1) 調(diào)制方式對比實驗這次實驗前期用的是絕對移相/相干解調(diào)模式，各子載波絕對移相，每一幀內(nèi)內(nèi)插一段導頻序列，提取后作為解調(diào)載波相位的估計。通過單向固定速率傳輸實驗發(fā)現(xiàn)錯幀率很高，在達到幀同步之后收到的幀中正確的僅占百分之幾。而且觀察到同一幀內(nèi)發(fā)生相位反轉(zhuǎn)的現(xiàn)象。后將OFDM的各子載波的調(diào)制解調(diào)方式修改為相對移相/差分解調(diào)，效果顯著。在達到幀同步之后收到的幀中正確的幀增加到50％左右。這充分說明，在實際的遠距離無線信道中必須采用相對移相，不能用絕對移相，即使采用OFDM也是如此。(2) 速率等級R1的固定速率傳輸實驗 低速模式下每小時單位時間內(nèi)接收數(shù)據(jù)子幀和正確子幀統(tǒng)計圖R1檔的低速傳輸模式下，速度為8Kb/s，重慶至西安方向，先后累計測試815分鐘，共成功傳輸121074包；。如果除去Es層存在期間的統(tǒng)計數(shù)據(jù)，則成功傳輸39868包/760分鐘。我們每10分鐘統(tǒng)計一次結(jié)果，最差10分鐘正確接收5包。由此可推算最長等待時間小于10分鐘。(3) 速率等級R2的固定速率傳輸實驗R2檔的中速傳輸模式下，速度為32Kb/s，重慶至西安方向，先后累計測試670分鐘，共成功傳輸71577包；。如果除去Es層存在期間的統(tǒng)計數(shù)據(jù)，則成功傳輸25877包/430分鐘。同樣，每10分鐘紀錄一次結(jié)果，最差10分鐘沒有接收到正確數(shù)據(jù)包。由此可推算最長等待時間大于10分鐘。因此，在目前的信道條件下，采用過高的傳輸速率是不合適的。 中速模式下每小時單位時間內(nèi)接收數(shù)據(jù)子幀和正確子幀統(tǒng)計圖(4) 速率等級R3的固定速率傳輸實驗R3檔的高速傳輸模式下，速度為64Kb/s，重慶至西安方向，先后累計測試260分鐘，共成功傳輸67 237包；。如果除去Es層存在期間的統(tǒng)計數(shù)據(jù)