【正文】 此時 VC1 可等效為一個電壓源。當(dāng) HIN 為低電平時， VM2 開 通， VM1 斷開， S1 柵電荷經(jīng) Rg VM2 迅速釋放， S1 關(guān)斷。經(jīng)短暫的死區(qū)時間（ td）之后， LIN 為高電平， S2 開通， VCC 經(jīng) VD1，S2 給 C1 充電，迅速為 C1 補充能量。如此循環(huán)反復(fù)。 圖 39 用于驅(qū)動板橋的電路 （ 1）自舉電容的設(shè)計 IGBT 和 PM（ POWERMOSFET）具有相似的門極特性。開通時，需要在極短的時間內(nèi)向門極提供足夠的柵電荷。假定在器件開通后，自舉電容兩端電壓比器件充分導(dǎo)通所需要的電壓（ 10V，高壓側(cè)鎖定電壓為 ）要高； 再假定在自舉電容充電路徑上有 的壓降（包括 VD1 的正向壓降）；最后假定有 1/2 的柵電壓（柵極門檻電壓 VTH 汪強：基于單片機的開關(guān)電源設(shè)計 22 通常 3～ 5V）因泄漏電流引起電壓降。綜合上述條件，此時對應(yīng)的自舉電容可用下式表示： C1=（ 1） 工程應(yīng)用則取 C12Qg/()。 例如 FUJI50A/600VIGBT 充分導(dǎo)通時所需要的柵電荷 Qg=250nC（可由特性曲線查得）， VCC=15V，那么 C1=2 250 10－ 9/(15－ 10－ )= 107F （ 318） 可取 C1= F 或更大一點的，且耐壓大于 35V 的鉭電容。 （ 2）懸浮驅(qū)動的最寬導(dǎo)通時間 ton(max) 當(dāng)最長的導(dǎo)通時間結(jié)束時，功率器件的門極電壓 Vge 仍必須足夠高，即必須滿足式（ 1）的約束關(guān)系。不論 PM 還是 IGBT，因為絕緣門極輸入阻抗比較高，假設(shè)柵電容（ Cge）充電后，在 VCC=15V 時有 15μ A 的漏電流（ IgQs）從 C1 中抽取。取 Qg=250nC，ΔU=VCC－ 10－ =， Qavail=Δ U C= = C。則過剩電荷Δ Q=－= C，Δ Uc=Δ Q/C=，可得 Uc=10＋ =。由 U=Uc 及柵極輸入阻抗 R===1MΩ 可求出 t（即 ton(max)），由 === 可求出 ton(max)=106 10－ = （ 3）懸浮驅(qū)動的最窄導(dǎo)通時間 ton(min) 在自舉電容的充電路徑上，分布電感影響了充電的速率。下管的最窄導(dǎo)通時間應(yīng)保證自舉電容能夠充足夠的電荷，以滿足 Cge 所需要的電荷量再加上功率器件穩(wěn)態(tài)導(dǎo)通時漏電流所失去的電荷量。因此從最窄導(dǎo)通時間 ton(min)考 慮，自舉電容應(yīng)足夠小。 綜上所述，在選擇自舉電容大小時應(yīng)綜合考慮，既不能太大影響窄脈沖的驅(qū)動性能，也不能太小而影響寬脈沖的驅(qū)動要求。從功率器件的工作頻率、開關(guān)速度、門極特性進行選擇，估算后經(jīng)調(diào)試而定。 （ 4）自舉二極管的選擇 自舉二極管是一個重要的自舉器件，它應(yīng)能阻斷直流干線上的高壓，二極管承受的電流是柵極電荷與開關(guān)頻率之積。為了減少電荷損失，應(yīng)選擇反向漏電流小的快恢復(fù)二極管 [10]。 死區(qū)時間的設(shè)計 在設(shè)計過程中， MOSFET 開關(guān)功率管經(jīng)常燒壞，是由于兩組功率管同時導(dǎo)通時，功率開關(guān)變壓器初級繞 組一個給磁心正向激磁，另一個給磁心反向激磁，相互抵消。這樣一來，功率開關(guān)變壓器的次級無感應(yīng)電壓產(chǎn)生，輸出端無直流電壓流出；而且，功率開關(guān)變壓器初級的兩個對稱繞組將輸入直流電源電壓直接短路到兩只功率開關(guān)的集電極—發(fā)射極之間，使集電極峰值電流急劇增加，嚴(yán)重時兩只功率開關(guān)同時電流擊穿而被損壞。如圖 310 所示為產(chǎn)生共態(tài)導(dǎo)通現(xiàn)像兩只功率輸出的波形： 安徽工程大學(xué)畢業(yè)設(shè)計 23 圖 310 產(chǎn)生共態(tài)導(dǎo)通現(xiàn)像兩只功率輸出的波形 為解決如上圖所示的死區(qū)時間的問題，我們使用 TL494 芯片，其 4 腳是控制死區(qū)時間引腳。在該腳上接上不同的電電壓值就可以設(shè) 置不同的死區(qū)時間。當(dāng)該引腳接地時，死區(qū)時間約占總周期的 35%。 輸出電路設(shè)計 濾波電路設(shè)計 PWM 是一種周期固定，而高低電平占空比可調(diào)的方波信號。 PWM 通過簡單的 LC濾波網(wǎng)絡(luò)可以得到與信號占空比成線性關(guān)系的直接電壓，從而實現(xiàn) 電壓 轉(zhuǎn)換。如圖 3 2所示： 圖 311 PWM 簡單的 LC 濾波網(wǎng)絡(luò) 濾波電路中的 R， C 參數(shù)與 PWM 的周期以及直流電壓的精度要求直接相關(guān)，必須從理論上詳細分析。假設(shè) PWM 波的頻率為 f，高電平電壓為 V，占空比為 a。如果 RC網(wǎng)絡(luò)的時間常數(shù)遠大于 PWM 波的周期 T， Vin 和 Vout 波形如圖 312 所示： 汪強：基于單片機的開關(guān)電源設(shè)計 24 圖 312 Vin 和 Vout 波形圖 處于瞬態(tài)時， Vin 在高電平持續(xù)時間內(nèi)向電容充電，電容積累電荷，在低電平持續(xù)電間內(nèi)電容向 Vin 放電，電容釋放電荷。電容積累的電荷數(shù)多于釋放的電荷數(shù)。因此電容電容兩端的直波電壓不斷爬升，最終達到穩(wěn)態(tài)。處于穩(wěn)態(tài)時，電容積累的電荷與釋放的電荷數(shù)量相等，因此電壓會在一個穩(wěn)定的電壓值附近做小幅度的波動，忽略這樣的紋波，則電容兩端的電壓與 PWM 占空比呈線性關(guān)系。如圖 313 所示 ： 圖 313 Vout 與占空比 D 的關(guān)系 當(dāng) tTh 時，電容充電，電容兩端電壓表示為： 11)()( 1 CRtHH eVVVtu ???? （ 319） 由于 T=(Th+Tl)R1C1，所以 t/(R1C1)1，利用級數(shù)展開，得到： )1)(()( 111 CR tVVVtu HH ???? （ 320） 當(dāng) t=Th 時， )1)(()( 1112 CR TVVVTuV hHHh ????? （ 321） 當(dāng) tTh 且 tTh+Tl 時， 11)()( 2 CRTtHLheVVVtu ???? （ 322） 當(dāng) t=Th+Tl 時， 11)( 23 CRTLLLeVVVV ???? （ 323） 在這樣的穩(wěn)態(tài)下，電容在一個周期內(nèi)的充放電會相等，所以有 V1=V3，即 1111 )1]()1)(([ VVCR TVCR TVVV LLLhHH ??????? （ 324） 忽略二階小量，得到： 安徽工程大學(xué)畢業(yè)設(shè)計 25 ? ?T TVVV HLH ??1 （ 325） 由于 PWM 的 占空比定義為： TTH?? （ 326） 所以： ?)(1 LH VVV ?? （ 327） 由于 V1=V3≈V2，所以當(dāng)電路處理穩(wěn)態(tài)時，電容兩端的電壓近似為直流電壓，表示為： ?)( LH VVu ?? （ 328） 可見，電容兩端的電壓與 PWM 高低電平之差以及占空比成比例關(guān)系。直流電壓精度定義為： ??)()1]()[(2 111 12 LHhHLHHVVCRTVVVVVVV??????? （ 329） 總之，設(shè)計 PWM 波 RC 濾波電路時，應(yīng)根據(jù)響應(yīng)時間要求，確定時間常數(shù)，并且使 RC 時間常數(shù)遠大于 PWM 周期。 RC 充放電時間常數(shù)應(yīng)盡量相等。此外還應(yīng)根據(jù)電壓精度要求確定 RC 參數(shù)。 電壓反饋電路設(shè)計 電壓反饋電路如圖 314 所示。該電路簡單可靠，損耗極小。反饋信息送到 TL494的 1 腳比較后，控制其脈寬大小，最后控制輸出電壓。 汪強：基于單片機的開關(guān)電源設(shè)計 26 U re fP W M 比較器振蕩器R QSP W M 鎖存器誤差放大器時鐘頻率TU 1電壓反饋電路UoUrUjVTRsVD 1VD 2L+CoUo（ a ）時鐘頻率UrUj鎖存器輸出P W M 響應(yīng)波形（ b ） 圖 314 電壓反饋回路及 PWM 的響應(yīng)波形 這個電 路利用 TL494 內(nèi)部誤差放大器 2 進行反饋穩(wěn)壓。反饋穩(wěn)壓過程如下 : 誤差放大器 2 的反相輸入端 15 腳接于基準(zhǔn) VREF。輸出電壓 UO 加到 16 腳 ， 作為誤差放大器 2 的同相輸入。當(dāng) UO 變化時 ， 誤差放大器 2 的輸出電壓隨之改變 ， 即 ， 與鋸齒波電壓比較的電平改變 ， PWM 比較器輸出的脈沖寬度改變 ， 致使 TL494 輸出的驅(qū)動脈沖 ， 即開關(guān)管 V4 和 V5 的導(dǎo)通時間 TON 改變 ， 從而實現(xiàn)調(diào)寬穩(wěn)壓的目的。此外 ， 微調(diào)VREF 可調(diào)整輸出電壓的數(shù)值 ， 使輸出電壓在 40V 左右。電路利用誤差放大器 1 作過流保護。從 40V 輸出主回路上取出的電流控制信號經(jīng) R24 接至誤差放大器 1 的 1 腳和 2腳上 ， 其中反相輸入端 2 腳的電位由 14 腳輸出的 5V 基準(zhǔn)源經(jīng)過 (RP2， R27)和 (R24，R30)分壓后獲得。調(diào)整 RP2 大小可控制 2 腳門坎電位 ， 即過流控制點。當(dāng) R30 上取出的電壓信號足夠大使其絕對值超過 2 腳電位時 ， 誤差放大器 1 將翻轉(zhuǎn)并關(guān)閉脈沖信號輸出 ， 進而起到過流保護作用。 PWM 控制電路 TL494 的結(jié)構(gòu)和性能 TL494 是美國德克薩斯州儀器公司生產(chǎn)的一種性能優(yōu)良的電壓驅(qū)動型脈寬調(diào)制器件，可作為單端式、推挽式、全橋式、半橋式開關(guān)電源控制器，被廣泛應(yīng)用于開關(guān) 電源中，是開關(guān)電源的核心控制器件。 TL494 的輸出三極管可接成共發(fā)射極及射極跟隨 2 種方式，因而可以選擇雙端推挽輸出或單端輸出方式。在推挽輸出方式時，其兩路驅(qū)動脈沖相差 180176。，而在單端方式時，其兩路驅(qū)動脈沖為同步同相。 TL494 是有 16 引腳雙列直插式塑料封裝集成芯片。它的工作頻率為 1300kHz，輸出電壓達 40V，輸出電流為安徽工程大學(xué)畢業(yè)設(shè)計 27 200mA。其內(nèi)部原理圖如圖 315 所示 : 圖 315TL494 內(nèi)部原理圖 TL494 的引腳說明如下： 2 腳：內(nèi)部誤差放大器 1 的同相輸入端和反相輸入端，可用于閉環(huán)穩(wěn)壓； 3 腳：脈寬調(diào)制補償端； 4 腳：死區(qū)時間設(shè)置端，通過設(shè)置死區(qū)時間，可防止上下橋臂直通； 6 腳：設(shè)定振蕩器頻率用電容與電阻連接端； 7 腳：工作參考地端； 11 腳：脈寬調(diào)制方波輸出晶體管的集電極； 10 腳：脈寬調(diào)制方波輸出晶體管的發(fā)射極； 12 腳：工作電源連接端，極限電壓 41 V，低于 7 V 電路不啟動； 13 腳：輸出方式控制端，在該端為高電平時， TL494 為推挽輸出型，最大占空比為48％；在該端為低電平時，兩路輸出脈沖相同，最大占空比為 98％； 14 腳：基準(zhǔn)電壓輸出端，該端輸出一個標(biāo)準(zhǔn)的 5 V177。 5％基準(zhǔn)電壓，其溫度穩(wěn)定性好，可作為給定信號或保護基準(zhǔn)信號； 1 16 腳：內(nèi)部誤差放大器 2 的反向輸入端與同相輸入端，用于過電壓和過電流保護。 ： 集成了全部的脈寬調(diào)制電路。 片內(nèi)置線性鋸齒波振蕩器，外置振蕩元件僅兩個（一個電阻和一個電容）。 內(nèi)置誤 差放大器。 內(nèi)止 5V 參考基準(zhǔn)電壓源。 可調(diào)整死區(qū)時間。 內(nèi)置功率晶體管可提供 500mA 的驅(qū)動能力。 推 挽 或 單端 兩種輸出方式。 汪強：基于單片機的開關(guān)電源設(shè)計 28 2. 工作原理 TL494 是一個固定頻率的脈沖寬度調(diào)制電路，內(nèi)置了線性鋸齒波振蕩器，振蕩頻率可通過外部的一個電阻和一個電容進行調(diào)節(jié)，其振蕩頻率如下： TT CRf ?? （ 330） 輸出脈沖的寬度是通過電容 CT 上的正極性鋸齒波電壓與另外兩個控制信號進行比較來實現(xiàn)。功率輸出管 Q1 和 Q2 受控于或非門。當(dāng)雙穩(wěn)觸發(fā)器的時鐘信號為低電平時才會被選通，即只有在鋸齒波電壓大于控制信號期間才會被選通。當(dāng)控制信號增大，輸出脈沖的寬度將減小。 如 圖 316 所示 : 圖 316 TL494 輸出波形圖 控制信號由集成電路外部輸入，一路送至死區(qū)時間比較器，一路送往誤差放大器的輸入端。死區(qū)時間比較器具有 120mV 的輸入補償電壓，它限制了最小輸出死區(qū)時間約等于鋸齒波周期的 4%，當(dāng)輸出端接地，最大輸出占空比為 96%，而輸出端接參考電平時，占空比為 48%。當(dāng)把死區(qū)時間控制輸入端接上固定的電壓（范圍在 0— 之間）即能在輸出脈沖上產(chǎn)生附加的死區(qū)時間。 脈沖寬度調(diào)制比較器為誤差放大器調(diào)節(jié)輸出脈寬提供了一個手段：當(dāng)反饋電壓從 變化到 時，輸出的脈沖寬度從被死區(qū)確定的最大導(dǎo)通百分比時間中下降到零。兩個誤差放大器具有從 到（ ）的共模輸入范圍，這可能從電源的輸出 電壓和電流察覺得到。誤差放大器的輸出端處于高電平，它與脈沖寬度調(diào)制器的反相輸入端進行 “或 ”運算，正是這種電路結(jié)構(gòu)，放大器只需最小的輸出即可支配控制回路。 當(dāng)比較器 CT放電，一個正脈沖出現(xiàn)在死區(qū)比較器的輸