【正文】 得很重要，這是因為三階互調(diào)分量正好處在所需的信號之中。以三階輸入交調(diào)截 點 3IIP 來表述，三階失真可以由雙音頻的規(guī)定和測試的伴隨信道抑制比 CCRR(CoChannel Rejection Ratio)計算得到。 測量三階互調(diào)失真過程中，其中的所需要信號的功率電平 )(dBmPsignal [21]和不需的信號的功率電平 )(dBmPud (其中一個常常被調(diào)制 )從技術(shù)規(guī)范資料中可查到。而位于所需要信號的信道中不需要的三階互調(diào)分量，這里 3imP 的計算式應(yīng)為： C C R RPP signalim ??3 （ 232） 接收機三階交調(diào)截點 3IIP 的計算式為： 20 2 33 imudud PPPIIP ??? （ 233） 關(guān)于失真縮和壓的另一個定義是 dB1 壓縮點 dBP1 。 dB1 壓縮點的定義為：理想點下降 dB1 的點。 dB1 壓縮點與三階交調(diào)點有近似關(guān)系為： 1031 ?? IIPP dB （ 234） 接收機的動態(tài)范圍 動態(tài)范圍有兩種定義方法：無雜散動態(tài)范圍 [22]上限的定義可知，要將輸出端的信號折合到輸入端，式中的21,lg20 wwA折合到輸入端為： m a x,21lg20 iww SGA ?? （ 235） 3lg20 PA折合到輸入端等于噪聲基底，即 nfp PGA ??3lg20，其中， G為模擬前端的總增益， max,iS 為無雜散動態(tài)范圍上限。 所以 可表示為：m a x,m a x,3 )(21 infi SPSIIP ???，即： )2(31 3m a x, nfi PIIPS ?? （ 236） 根據(jù)式，模擬前端的無雜散動態(tài)范圍可表示為： m in,m a x, iiSF DR SSD ?? = ))/(()2(31m in003 NSPPIIP nfnf ??? =m in003 )/()(32 NSPIIP nf ?? （ 237） 其中， 3IIP 為輸入三階 截點， min00 )/( NS 為最小輸出信噪比， nfP 為噪聲基底。 根據(jù)式，模擬前端的阻塞動態(tài)范圍可表示為： m in,1 idBB D R SPD ?? ))/(( m in001 NSPP nfdB ??? 其中， dBP1 為 1dB 壓縮點， min00 )/( NS 為最小輸出信噪比， 為噪聲基底。nfP 頻率選擇性 模擬前端的頻率選擇性表示其選擇所需信號并且印制頻率 與所需信號相近21 的其他信號的能力，主要取決與射頻、中頻、基帶和數(shù)字選頻器件中的濾波器性能。在確定一個接收機所需要的頻率選擇性時，至少要同時考慮兩個方面：選頻電路的帶寬必須足夠窄以抑制相鄰信道的干擾和雜散響應(yīng)；選頻電路的帶寬又必須足夠?qū)捯栽试S通過最高的邊帶頻率成分，減小信號的幅度和相位畸變。 22 第三章 基于 max2829 模擬前端的設(shè)計 寬帶接收機的模擬前端電路一般需要混頻功能 ， 本系統(tǒng)采用零中頻下變頻結(jié)構(gòu)。在第二章中介紹的幾種模擬前端主要電路結(jié)構(gòu)中，本文采用零中頻結(jié)構(gòu)。零中頻接收結(jié)構(gòu)節(jié)省超外差式接收結(jié)構(gòu)中的對于無 源器件的使用數(shù)量，并使超外差式接收結(jié)構(gòu)無法整合在芯片內(nèi)部等問題得以解決，零中頻結(jié)構(gòu)的接收鏈路的過程就是將射頻信號直接做混頻并降到基帶，再利用低通的可編程濾波器，將下變頻的有用信號取出，這樣做的好處除了可以省去射頻端的鏡頻抑制濾波器和中頻端通道選擇濾波器等這些昂貴的無源器件之外，這樣其射頻電路部分將只包含放大器、頻率合成器和混頻器。因此大大提升了整合的可行性。 盡管零中頻結(jié)構(gòu)接收機的結(jié)構(gòu)相對于超外差式接收機來說要簡單許多，但在實際電路的實現(xiàn)上，仍然會存在很多的問題，例如直流位移（ DC Offsets），二階失 真（ Secondorder Distortion）以及還有閃爍噪聲（ ElickerNoise）等。因此在設(shè)計時需要仔細(xì)地評估以避免這些問題影響到接收機的性能。隨著電路技術(shù)和工藝的進(jìn)步，直接變頻固有的問題得到很大的改善。尤其是直流偏移和 1/f 閃爍噪聲問題，現(xiàn)在都能有效地降低它們的影響。 直流位移是零中頻接收機在應(yīng)用中的最大問題，其主要原因就是，由于零中頻接收機結(jié)構(gòu)中使用一個與射頻信號頻率相同的本地振蕩器，且混頻器的射頻輸入端口與本振輸入端口是非理想的，將射頻信號送入到正交解調(diào)器進(jìn)行解調(diào)并下變頻到基帶段后恢 復(fù)得到正交 IQ 信號 [24]。在其接收信號與本地振蕩器間，本振信號容易因為混頻器的隔離度不好從而經(jīng)混頻器泄漏到輸入端，形成了直流分量， 從而造成混頻器會產(chǎn)生自我降頻現(xiàn)象，隨之造成混頻器輸出端會有直流位移的成分。該直流位移經(jīng)由后級的放大器飽和而影響接收機的正常信號放大。 在 頻段的應(yīng)用中，使用者通常具有局域性和固定性，因此直流位移主要是為本地振蕩信號所造成的自我降頻。該機制所產(chǎn)生的直流位移的變化較為靜態(tài)，因此可對基帶進(jìn)行數(shù)字信號處理可以加以解決，這樣就不至于造成接收機整體性工作不正常。 零中頻接收機中 ，另外一個問題是由電路二階非線性造成的失真。當(dāng)有多個較大的干擾信號伴隨在接收信號所在的頻段附近上時，又由于混頻器的隔離度不夠完美，會造成該低頻的交互調(diào)制信號會直接泄漏到混頻器的輸出端，造成基帶信號的失真和使后級放大器電路發(fā)生飽和現(xiàn)象，從而會導(dǎo)致接收機的性能下降或不能正常工作甚至損毀。為了降低接收鏈路中非線性特性所造成的失真現(xiàn)象，在直接下變頻結(jié)構(gòu)的接收機電路設(shè)計上，通常采用平衡式的設(shè)計方式，這樣可以避免交互調(diào)變項所造成得電路不正常工作。另外，由于在直接下變頻的接收機結(jié)構(gòu)23 中接收到的信號直接下變頻到基帶附近，因此 在其電路設(shè)計上，采用適當(dāng)?shù)闹瞥?，可以避免由于晶體管器件產(chǎn)生的閃爍噪聲影響輸出信號造成失真。 零中頻結(jié)構(gòu)由于其外部的無源器件數(shù)量較少，同時在電路的設(shè)計上容易達(dá)到系統(tǒng)集成的目的，因此該結(jié)構(gòu)可以有效的降低接收機所需要的制作成本。但其在芯片內(nèi)部的設(shè)計上則較為復(fù)雜，因此在電路設(shè)計上的考慮需更加周密，該結(jié)構(gòu)在應(yīng)用上雖然仍存在很多需要解決的問題，但是由于其具有相當(dāng)高的整合度且符合低成本的考慮，因此仍然具有較高的競爭力。 對于 1/f 閃爍噪聲，在零中頻接收機結(jié)構(gòu)中，需要設(shè)計者仔細(xì)考慮 1/f 閃爍噪聲，但是對于 （基帶信號占用 20MHz 以內(nèi)的頻帶），可以忽略不計幾百 kHz 拐角頻率閃爍噪聲的影響。其中的證明如下： 如果 cornerf 200kHz，有 1/fS （ 200kHZ） = thS ，其中 1/fS 和 thS 分別表示 1/f 噪聲和熱噪聲的功率譜密度。假使 1/fS =K/f，其中 K=（ 200kHz） ? thS ，可以計算得出從 10kHz 到 20MHz 總的噪聲： 2 0 0 2 021 0 2 0 0k H z M H zn thk H z k H zKV d f S d ff???? =Kln20+（ ） thS ?（ ） thS 假使電路沒有閃爍噪聲，總的噪聲功率可以表示為： 2 (20 )n thV MHz S? ，僅低了 。即使考慮 100Hz 的閃爍噪聲，最大的信噪比退化也低于 。因此，這里低頻的閃爍噪聲也并不足以影響到系統(tǒng)整體的性能指標(biāo)。 零中頻結(jié)構(gòu)由于其使用的外部的無源器件數(shù)量少，同時在電路的設(shè)計上容易達(dá)到系統(tǒng)集成的目的，因此該結(jié)構(gòu)可以有效的降低接收機所需要的制作成本。但其在芯片內(nèi)部的設(shè)計上則較為復(fù)雜，同時由于其輸出直接為射頻頻段的信號，使得該結(jié)構(gòu)中的信號對于電路上的考慮需要更加周密，該結(jié) 構(gòu)在應(yīng)用上雖然仍存在很多需要解決的問題，但是由于其具有相當(dāng)高的整合度且符合低成本的考慮，因此仍然具有較高的競爭力。在 頻段應(yīng)用上，由于系統(tǒng)的動態(tài)范圍的要求不是很苛刻，其直流位移的情況也容易掌握，因此零中頻的結(jié)構(gòu)可以提供一種低成本的解決方案。 射頻接收機處于無線通信系統(tǒng)的最前端，其結(jié)構(gòu)和性能的選擇會直接影響著整個通信系統(tǒng)的性能。選擇合適的制造工藝和優(yōu)化設(shè)計結(jié)構(gòu)，以提高整個通信系統(tǒng)的性價比是射頻工程師所追求的方向。由于零中頻接收機具有結(jié)構(gòu)簡單、體積較小、成本較低和易于單片集成等特點，現(xiàn)已成為射頻接收機 中具有競爭力的一24 種結(jié)構(gòu)，在無線通信領(lǐng)域中受到廣泛關(guān)注和應(yīng)用。而在超外差體系結(jié)構(gòu)中鏡像干擾抑制濾波器和信道選擇濾波器均為高 Q 值帶通濾波器，它們不易集成而只能在片外實現(xiàn)，增大了接收機的成本和尺寸。目前，以目前的技術(shù)水平要利用集成電路制造工藝將鏡像干擾抑制濾波器和信道選擇濾波器與其他射頻電路集成在一塊芯片上有很大的困難。 接收機模擬前端電路結(jié)構(gòu) 根據(jù) 頻段應(yīng)用在無線探測領(lǐng)域的要求， 頻段接收機的模擬前端的初步設(shè)計指標(biāo)為： 頻率范圍： 增 益： 50dB70dB 靈 敏 度：信號帶寬 20MHz，輸出信噪比為 10dB 時高于 87dBm。 動態(tài)范圍：高于 50dB 其框圖結(jié)構(gòu)如圖 31所示： R FL N A B P F模 擬 前 端M A X 2 8 2 9 圖 基于 max2829 的接收機硬件結(jié)構(gòu)框圖 簡要介紹模擬前端各個部分的技術(shù)指標(biāo)及其主要功能，需要注意的是，各組成部分采用的芯片的輸入輸出阻抗均為 ?50 ，不存在阻抗匹配的問題。 低噪聲放大器（ LNA）：采用 minicircuits 公司的 PMA5452+，頻率范圍為直流到 6GHz；噪聲系數(shù)為 ，即 dBF ? ；增益值為 13dB； 1dB 壓縮點為dB；輸出三階截點為 ，即（ 3OIP ） =。低噪聲放大器的主要功能是對所選頻率的信號進(jìn)行初步放大。 射頻帶通濾波器：采用 minicircuits 公司的 BFCN2435+，通帶范圍23402530MHz，插入損耗為 2dB。 MAX2829：由 maxim公司推出 , 具有高集成度、高線性度和高效率的特點，一般都采用了零中頻下變頻技術(shù)，很好的解決了直流偏置的問題，簡化了接收機的設(shè)計。 MAX2829 是專為 OFDM 應(yīng)用而設(shè)計的單芯片射頻收發(fā)芯片。25 MAX2829 可用于雙頻 ，覆蓋了 ~ ~的全波段。這款芯片包含了可以實現(xiàn) RF 收發(fā) 功 能 需要的功能模塊，提供全部集成的發(fā)送的通道、接受的通道、 VCO 和頻率合成器 pLL 以及基帶和控制接口（ SPI）。僅僅需要 PA 、 RF 開關(guān)、 RF 非平衡變壓器、 RF 帶通濾波器以及少量無源器件就可以完整構(gòu)建基于 IEEE 的 RF 前端方案。在這款芯片上，接收器/發(fā)送器內(nèi)已經(jīng)集成了一些濾 波器，因此無需外部的 SAW 濾波器。優(yōu)化了的基帶濾 波 器 和 xx TR/ 信號通道可滿足 a/g 標(biāo)準(zhǔn)。滿足全范圍的數(shù)據(jù)速率要求（ OFDM 的 6Mbps、 9Mbps、 12Mbps、 18Mbps、 24Mbps、 36Mbps、 48Mbps和 54Mbps； CCK/DSSS 的 1Mbps、 2Mbps、 和 11Mbps），靈敏度比。在 54Mbps（ ）時靈敏度為 75dBm， Tx 邊帶抑制為 46dB（ ） /51dB（ ） , Tx EVM 為 %（ ）和 2%（ ），本振相位噪聲為 100dBc/Hz（ ） /95dBc/Hz（ ） [25]。 理論指標(biāo)的計算 根據(jù)圖 31 模擬前端電路結(jié)構(gòu)中的介紹，將模擬前端中各個芯片的技術(shù)指標(biāo)列表如表 31 所示。 表 31 模擬前端的各個芯片參數(shù)指標(biāo) PMA5452+ BFCN2435+ max2829 G(dB) 13 2 50 G 510 F(dB) 2 4 F 3OIP (dBm) 100 52 3OIP ? 增益計算 由于 max2829 在 G 大于 65dB 時，其噪聲系數(shù)為 。在 G=50dB 時，其噪聲系數(shù)為 4dB；在 G 小于或等于 46dB 時，其噪聲系數(shù)會變得很大，至少大于 16dB.在這里我們選取 G=50dB，此時的 max2829 的噪聲系數(shù)為 4dB。 模擬前端總增益可以表示為： 26 12G G G?? =132+50 =61dB 噪聲系數(shù)計算 根據(jù)第二章中式 23 所示，將各個器件的噪聲系數(shù)以及其增益直接帶入即可得到，其中帶入公式的各指標(biāo)轉(zhuǎn)換成的是倍數(shù)值： 121213121 1...11????????nn GGG FGGFGFFF ? =+ ??? =++ = NF= 靈敏度計算 根據(jù)第二章