【正文】 Nd B mdBP Fs ???? （ 26） 此時的 minsP 稱為臨界靈敏度。靈敏度分兩種情形：若接收機的內部噪聲比較小時，只要接收機輸出的額定功率就可以正常工作，此時在天線上所感應到的最小14 的信號就稱為額定靈敏度或者絕對靈敏度；而當接收機其內部噪聲比較大時，在保證一定的輸出信噪比的情況下接收機工作正常，這時天線所感應到的最小信號我們就稱為實際靈敏度或者相對靈敏度 [17]。影響接收機靈敏度的主要因素有接收機等效帶寬噪聲功率和接收機的內部噪聲，以及終端解調所需的信噪比要求。 接收機的靈敏度是指當接收機正常工作時能從接收天線上所感應到的最小信號（電勢，場強或功率），能夠接收的信號越弱，則接收機的靈敏度越高。需要注意的是，對于濾 波器等沒有噪聲系數(shù)和增益值的器件，噪聲系數(shù)和增益可以由其插入損耗 [15]得出，即噪聲系數(shù)等于插入損耗，增益等于插入損耗的負值。 由式 23 可以看出，系統(tǒng)中前幾級的 噪 聲 系數(shù)對系統(tǒng)影響較大，特別是第一級的影響最大。將這些倍數(shù)值帶入式 23，我們就可以計算出級聯(lián)的噪聲系數(shù)。 例如，計算如圖 所示級聯(lián)系統(tǒng)的 噪聲 系數(shù)。 噪聲系數(shù)Ｆ是沒有單位的，一般用分貝表示： NF＝ 10 )(lg dBF 對于噪聲系數(shù)的概念與定義，可以推廣至任何的無源或有源的四段網絡。 關于噪聲系數(shù)的幾點說明： 噪聲系數(shù)僅適用于模擬前端的線性部分和準線性部分的電路，即混頻器以前的部分。 在通常情況下，噪聲系數(shù) F 因為模擬前端不是理想的，總是存在著內部噪聲。噪聲系數(shù)定義為輸入端信噪比與輸出端信噪比的比值，用公式表示為： 00//NS NSF ii? （ 21） 其中，輸入噪聲功率 iN 可以表示為： KTBNi? （ 22） 其中， k 為波爾茲曼常數(shù)， k? ? 。 噪聲系數(shù)就是一個表征模擬前端內部噪聲大小的物理量。數(shù)字中頻接收機可以簡化模擬前端電路，將數(shù)字電路向射頻電路靠攏，這是未來接收機的一個活躍的研究方向。 在數(shù)字中頻接收機的結構中，由于不需要將中頻信號變換為模擬基帶信號，避免了低頻失調和噪聲的影響。 (4) 要求 A/D 變換器有較大的動態(tài)范圍，這是因為接收到的有用信號電平可能因為傳輸路徑的衰落 [13]和多徑效應 [14]而變化。 (2) I 中頻的信號雖然經過了放大，但幅度仍較小，這就要求 A/D 變換器有較高的 分辨率和較小的噪聲。圖中的第一第二個帶通濾波器主要完成頻帶選擇和濾除鏡像頻率。 B P F B P F tw LOc os A D CM i x e rM i x e rD i g i t a ls i n es i n w tc o s w tL P FL P FR FL N AA G C 圖 數(shù)字中頻接收機結構原理圖 采用數(shù)字混頻的優(yōu)點是，數(shù)字處理方法可以避免 I/Q 兩路的不一致。這種接收機稱為數(shù)字中頻接收機。由于混頻器的匹配優(yōu)于 RC 移相網絡，且容易集成，所以 Weaver 接收機優(yōu)于 Hartley 接收機。但 RC 移相網絡對失配很敏感，鏡像抑制的精度有 限，且大的電阻和電容也不易實現(xiàn)片上集成，所以該結很少被使用。 L P FL P Ftw 1sin tw 1c o s tw 2cos tw 2si nR FI F 圖 Weaver 鏡像抑制接收機結構原理圖 Hartley 和 Weaver 接收機都是鏡像接收機。移相器。 鏡像抑制接收機的另一種結構如圖 所示，稱為 Weaver 結構。二是正交要精確，即兩 路的本振信號要精確地相差 90176。 這種結構的接收機要真正做到抑制鏡像干擾的關鍵在于兩點。I FR F 圖 Hartley 鏡像抑制接收機原理圖 在這種結構中，兩路相互正交的本振信號與輸入的射頻信號混頻，再將其中一路相移 90176。鏡像抑制接收機的結構有兩種，第一種如圖 所示，它也稱為 Hartley 結構。鏡像抑制接收機則通過改變電路結構來抑制超外差式接收機中的鏡像干擾。大多數(shù) 藍牙通信系統(tǒng)接收機都采用的是低中頻結構。因為低中頻接收機有比較好的集成度，能夠克服零中頻結構接收機存在的直流寄生失調和 1/f噪聲 [11]的干擾。一方面，為減小接收信號的動態(tài)范圍，中頻的頻率是越低越好，另一方面，為了盡量降低直流失調、 l/f 噪聲干擾，中頻需要高一些，所以在兩者間需要權衡 (采取預濾波 )。在不需要有額外的校正電路情況下，該結構相位精度可達到176。在采用適用的校正算法上，可以 利用 GramSchemits 重正交算法；還有導頻校正幅度和相位失配算法 [10]等。但是對于低中頻結構接收機而言，鏡像信號有可能較有用的信號在能量上會高很多，需要較大的鏡像的抑制和兩路正交信號的精確的匹配，因此這就是該結構它的缺點。但是，下變頻 以后的頻率從基帶變成低中頻，由于中頻較低，鏡像頻率 [9]離射頻濾波器的中心頻率不遠，所以帶來了鏡像信號抑制困難和雙路信號匹配的問題。它與零中頻結構接收機相比，解決了零中頻結構中存在的直流寄生失調 [7]和閃爍噪聲 [8]等低頻干擾問題。 R FB P FL N A9 0 176。這種接收機的結構稱為低中頻接收機，在電路形式上，低中頻結構與零中頻結構基本相同，不同的一點是低中頻結構 [6]比零中頻結構的中頻要稍高些，一般在通道帶寬的 1 至 2 倍的頻率處。 低中頻接收機 為了避開零中頻接收機的直流寄生失調和 1/f 噪聲的干擾，一種直接的思路就是把它們和有用的信號從頻譜上分開來，因為零中頻接收機的直流寄生失調和1/f 噪聲都存在于低頻。由于零中頻結構接收機的電路單元少，且集成度高沒有片外的無源元件，功耗也隨之較小。這種結構的問題在于需要選擇合適的中頻頻率，使最前端的帶通濾波器可以提供足夠的相對于第一本振的鏡像信號抑制。但是這兩種方法使電路功耗和復雜度增加。在數(shù)字域進行處理則是用 DPS 算法檢測失調信號 [5]的變化，然后將失調分量通過數(shù)模變換反饋到模擬前端和接收信號相減，消除影響。另一種使用普遍的方法是反饋電路的構造，消除直流寄生失調。對于大部分的調制信號而言，中心頻率附近頻譜的能量較大，攜帶信息在基帶進行交流耦合后，會損失低頻分量，導致誤碼。因為高通濾波器的拐點頻率越高，信息的損失也就越多 。一種方法是，將高通濾波器或交流耦合放在混頻器后使用，可以起到隔離直流分量的作用。文獻 [4]采取諧波混頻器，使用本振信號的二 次諧波和射頻信號混頻，這種方法做的好處是當射頻信號被直接下變頻到基帶時，自混頻的失調產物則被變換到本振頻率。它克服了直流失調問題和對鎖相環(huán)設計的苛刻要求。文獻 [2]提出了多相混頻器。通常可以改變本振信號它的頻率使之為射頻信號它的載波頻率的整數(shù)倍或分數(shù)倍，這樣可以降低本振饋通帶來的直流寄生失調問題。另外，很多 FSK 接收機采用的是零中頻的結構，比如尋呼的系統(tǒng)。而調制指數(shù)比 較高的 FSK 信號，其頻譜能量主要在兩個峰值上集中，而對于低頻分量其能量相對較小，并且在頻譜上可以與失調信號分開，從而可以通過濾波器濾除低頻分量，降低直流寄生失調的干擾，但卻不會對信號本身有太大的影響。可利用可編程的低通濾波器來兼容多種通信標準，適應性好。 射頻鏈路中只包含高頻低噪聲放大器和混頻器，增益不高，易于滿足線性動態(tài)范圍的要求。 7 L OR F B a n dR F F i l t e rD o w n c o n v e r s i o n , o n e s t e p m i x e rB a s e b a n d f i l t e r i n g a n d A D CI amp。所以要想實現(xiàn)有用信號和鏡像信號的分離，零中頻接收機必須采用兩路正交下變頻結構。偶次諧波失真主要集中在基帶附近頻段，在超外差結構接收機中，信號是下變頻到中頻，消除這一干擾可以通過帶通濾波器實現(xiàn)，但是在零中頻接收機中，偶次諧波失真是有用信號混迭在一起的。然而，該結構雖然大大提高集成度，但同時也帶來了許多問題。首先，沒有中頻，就不需中頻濾波器，因此集成度可以大大提高；其次，由于信號直接下變頻到基帶，選擇信號上可以用低通濾波器來代替帶通濾波器，從而大大簡化濾波器的設計；對于零中頻結構來說，鏡像信號相當于就是接收信號本身，兩者動態(tài)范圍相同，因此大大降低了對鏡像信號抑制的要求；最后，接收機的結構簡單，降低了功耗。零中頻接收機的主要思想是，沒有中頻，將天線接 受的信號從射頻直接變換到基帶。 R FB P FL N A9 0 176。該結構可用與在 AP 和專用 WLAN 設備等 頻段的應用設計的接收機系統(tǒng)中?？傮w來說，具有良好選頻特性的濾波器是超外差式接收機結構所必備的條件。 濾波器的中心頻率和帶寬通常是固定的，靈活性差。 為了提高接收機的選擇性，使用多個高 Q 值的帶通濾波器，不便集成，使用的模擬器件較多，電路結構復雜，系統(tǒng)穩(wěn)定性差 。 不足： 混頻器的存在，組合干擾頻率較多。 在較低的固定中頻上解調或 A/D 變換比較容易 。 O C h a n n e lS ( f )fff 圖 系統(tǒng)中各 信號的頻譜關系 超外差結構接收機優(yōu)缺點： 優(yōu)點： 靠中頻濾波器來選擇信道，信道的選擇性指標做得很高 。 5 R F amp。中頻信號經過高 Q值的選擇濾波器、放大器處理后送入第二級變頻器，與固定頻率的兩路正交本振信號混頻、產生同相和正交兩路信號輸出，再經低通濾波器后得到兩路基帶，然后在基帶內完成低通濾波、相位補償、均衡、數(shù)字化等處理工作。 I M GR E JR FB P FI FB P F9 0 176。一直以來，由于理論基礎和實踐背景已經非常成熟，一次超外差結構獲得了廣泛的應用。 4 第二章 模擬接收機 模擬接收機的結構 接收機基本上是由放大器、濾波器、混頻器等部件將模擬輸入信號放大、濾波并進行若干次頻率搬移或變換，再通過 ADC 采樣，送計算機或 DSP作進一步處理。 第五章結合項目實際需要，設計超外差二次變頻接收機方案，對整個鏈路和關鍵模塊進行了 ADS 仿真。然后結合具體天線的參數(shù)與電路板間作了匹配仿真。 第二章前半部分主要介紹了常用的接收機結構，同時針對不同的接收機不同特點進行了分析，后半部分主要介紹了接收機的一些射頻主要技術指標，如噪聲系數(shù)、噪聲基底、靈敏度、 1dB 壓縮點、動態(tài)范圍等常用的衡量射頻性能的指標。 （ 4）探測具有低成本、低功率、隱蔽性好、生存能力強等優(yōu)勢。 （ 2） WiFi信號無線接入點密布，有利于由眾多 WiFi 基站構成雷達網絡，易于擴展探測范圍。因此在目前的射頻電路軟件中，如 ADS，對射頻的部分器件的非線性、時變性、不穩(wěn)定性和電路的分布參數(shù)以及一些外部器件還缺乏精確的模型，因此射頻電路的設計問題在很大程度上還得依賴工程師的調 試和經驗。 (2) 現(xiàn)有的設計射頻芯片問題，使得射頻系統(tǒng)的設計無論是在系統(tǒng)級還是在電路級總是有冗余，效率不高。于此同時，無線移動通信終端設備的趨于小型化，用在移動終端通信設備射頻電路中的晶體管和集成電路3 用得少，使得射頻級電路設計成為寬帶接收機設計的主要難點之一。目前無線移動通信信道情況相當惡劣，這也對設計射頻級提出了比較嚴格的性能指標要求，需要達到對低噪聲、好的信號選擇性、高動態(tài)范圍以及低功耗的要求就必須通過復雜電路的設計來實現(xiàn)。 再者，伴隨無線通信技術迅猛發(fā)展，傳輸數(shù)據(jù)的數(shù)據(jù)量也越來越大，因此這樣移動通信系統(tǒng)會對移動通信設備的要求更高，更新。與此同時，高頻諧波部分很容易通過元件或電路板輻射出去，從而對其他設計模塊會產生一定的噪聲或者干擾。這時候就不能忽略信號在傳輸?shù)倪^程中的滯后、趨膚 [1]、輻射效應的影響。 要實現(xiàn) 頻段接收機就必須實現(xiàn)硬件電路，而在寬帶接收機硬件電路實現(xiàn)的難點是模擬前端射頻電路的設計。模擬前端作為接收機的重要組成部分，要想提高接收機的集成度，提高接收機中模擬前端的集成度就變得很關鍵。同時， HiperLAN2標準也制定已經完成，與 ，其工作于 5GHz頻段，最大的傳輸速率為 54Mbps。但是 IEEE 2Mbps，在傳輸速率上人們的需要得不到滿足，因此在后續(xù)不斷研究于 1999年 9月又提出了 ，這兩種標準允許通過的最大傳輸速率為 54Mbps和 11Mbps。 1997年標準化組織完成2 HiperLAN1標準的制定，這些促使了 FCC發(fā)放包括 GHz頻段。在 1997年 6月 26日，該小組完成了 ，并在1997年 11月 26日發(fā)布該標準。但是其標準化工作起始于 20世紀 80年代的末期， IEEE 802的委員會在 IEEE ，成立獨立的 IEEE ，并于 1990年接受了 NCR公司關于“ CSMA/CD的無線媒體擴充”提案，委員會負責并制定物理層以及控制（ MAC）協(xié)議媒體訪問標準。 無線局域網出現(xiàn)的時間比較早，最早可認為在 1971年由夏威夷大學開發(fā)的基于封包式的 Aloha Net。 伴隨個人通信數(shù)據(jù)的迅猛發(fā)展，人們對于無線通信網絡需求也不斷提高，迫切希望打 破數(shù)據(jù)通信受地域和客觀條件制