【導讀】不控整流器和相控整流器對電網注入大量諧波及無功，造成嚴重的電網“污。PWM整流器使網側電流正弦化，且運行于單位功率因數(shù)，解決傳統(tǒng)整流器的弊端，滿足?！熬G色電能變換”潮流，因而得到了廣泛的應用與研究。本文首先概述PWM整流器，簡略介紹了PWM整流器的分類。最基本的分類方法是將PWM整流器分成電壓型和電流型兩大類。并在此基礎上進行直流側電感、交流側電容和IGBT管參數(shù)的計算。按典型II系統(tǒng)設計電壓外環(huán)，其主要作用是控。指令進行電流控制。驅動電路采用由美國國際整流器公司生產的大功率IGBT專用的橋式電路。驅動集成芯片IR2110及其外圍電路來實現(xiàn)。通過單相橋式整流電路來設計驅動電源。路主要是通過程序來實現(xiàn)的。具體需要設計檢測電路，通過檢測電路將電流信號、電壓信號。發(fā)送到單片機，然后單片機經過內部處理后，決定是否命令SA8281中斷SPWM波的輸出。本設計最后使用ORCAD/Pspice軟件對三相電壓型PWM整流電路的主電路進行性能仿真。側相電壓、電流基本同相位，電流跟隨性能好的優(yōu)點。

　　

【正文】 沖的影響。 IGBT的保護 對于 IGBT 過電壓的保護，本設計采用 RC 型吸收電路來保護功率開關管 IGBT。如圖。 圖 RC型吸收電路 19 對 RC型吸收電路的具體作用為： 1） 當 IGBT關斷時，原來流過交流電感的電流會通過 RC旁路，從而將交流電感的儲能轉移到吸收電路的電容 C上，避免在 IGBT突然關斷時，由于電流的突變導致在器件兩端產生很高的電壓尖峰，因而大大降低了開關管截止瞬間在其兩端所產生的過電壓。 2） 當 IGBT導通時，電容 C上存 儲的能量通過 IGBT、緩沖電路上電阻 R釋放，為下次的緩沖吸收做好準備。 對 RC吸收電路的電阻 R與電容 C進行估算。由于本設計的開關頻率為 10KHZ，一般情況下，選擇電阻 R為 100歐。對于電容 C，通過公式 2fCUP? 可以得出所選電容大小為： uffUPC 0 0 0 08 0 0 1 5 0 0 022 ???? （ 312） 對于 IGBT的過電流保護，本設計采用 橋式電路 驅動集成芯片 IR2110的 SD 端 來 實現(xiàn)過電流保護控制功能 。對于芯片 IR2110的詳細介紹見第五章，此處只是關于 IR2110的 SD端。 IGBT過電流保護的原理圖如 。 圖 IGBT過電流保護原理圖 工作原理：實時的將流過 IGBT的電流與給定電流值進行比較，當流過 IGBT的電流過大時，通過 SD端口切斷 IGBT。 具體流程：由于本設計選擇的 IGBT能夠承受的最大電流為 70A，取電阻 R2為 ，則基準電壓為 7V，即 VVDD 7? 。電阻 R2的作用是對流過 IGBT的電流進行采集，并將其轉換成電壓信號 V1。轉換后的電壓信號與基準電壓 VDD進行比較。如果 V1＞ VDD，則比較器輸出高電平給 IR2110的 SD端口，然后 IR2110迅速切斷 IGBT，從而防止過電流的產生。 20 第 4 章 控制電路的設計 本設計采用的控制方式 本設計的控制電路如圖 所示?？刂齐娐钒ㄖ骺匦酒?、外圍接口電路和檢測電路。該控制電路采用電壓、電流雙閉環(huán)控制。 整個控制 電器 由 89C52 單片機 和專用集成芯片 SA8281組成。 基于 SA8281和 89C52的 PWM整流器具有電路簡單、功能齊全、性能價格比高、可靠性好，而且 硬件電路也大大簡化，靈活性強、智能性強，同時生成的 SPWM波形精度高，速度快， 整流裝置 的可靠性 大幅 提高。 圖 控制電路的主框圖 檢測電路的設計 直流側電壓的檢測 本設計采用電壓傳感器來檢測直流側電壓。由于霍爾電壓傳感器具有精度高、過載能力強、動態(tài)性能好等特點，所以選擇 北京森社電子有限公司生產 的 CHV50P/800霍爾電壓傳感器。直流側電壓經過霍爾傳感器輸入單片機 89C52。由于 89C52的輸 入電壓最高為 5V，所以可以求得采樣電阻 ??? 100505mAVR （ 41） 本設計的直流電壓采樣電路如圖 。 圖 直流電壓采樣電路 交流側過電流的檢測 本設計主要通過電壓型電流互感器來完成過電流的檢測。先將三相輸出交流電流轉換為三相交流電壓，然后與基準值進行比較。 檢測原理圖如圖 所示。以 a 相為例，具體過程為：電壓型電流互感器將 a 相的 交流 21 電流以交流電壓的形式輸入檢測電路。通過芯片 AD637 可以將交流電壓轉化為有效值進行輸出。輸出有效值電壓經過 A/D轉換器后，送入單片機 89C52，與設定的基準值進行比較。當輸出電流超過一定值時，單片機 89C52控制 SA8281終止 SPWM波的輸出。 圖 過電流檢測電路 調制比 m 的確定 三相 VSR交流側的最大電流 maxI 的值為： AU PII d 010153232323m i n00m a xm a x ?????? (42) 式中： maxdI 為直流側電流最大值； 0P 為輸出功率，在本設計中 kwP 150 ? ； min0U 為輸出電壓的最 小值，在本設計中 VU 800min0 ? 。 三相 VSR交流側感抗 LX 的值為 ?????? ? 3?? LX L (43) 考慮到三相交流側線電壓最小時的情況，此時電感與電流的相位相差 ?180 。則： VIXU LA 1 2 02 2 0 m a x0 ?????? (44) 則調制比 m為 2/800 ???? d AU Um (45) 式中： dU 為直流側的電壓值。 所以本設計中取調制比 m為 。 電流 PI 調節(jié)器的設計 為了滿足獲得較快的電流跟隨性能，所以本設計按典型 I系統(tǒng)來設計電流內環(huán)。 三相 VSR電流內環(huán)經前饋控制算法后實現(xiàn)解耦控制，如圖 。 22 圖 三相 VSR電流內環(huán)解耦控制結構 由電流內環(huán)解耦控制結構圖，可以得到電流環(huán)的框圖，如圖 。 圖 電流環(huán)結構框圖 由于兩電流內環(huán)的對稱性，因而以電流 qi 控制為例討論電流調節(jié)器的設計。考慮到電流內環(huán)信號采樣的延遲和 PWM控制器的小慣性特性，所以已解耦的 qi 電流內環(huán)結構如圖 示。 圖 qi 電流環(huán)結構 在圖 ， sT 為電流內環(huán)電流采樣周期（即 PWM開關周期）， PWMK 為橋路 PWM等效增益。 為簡化分析，忽略 qe 的擾動，且將 PI調節(jié)器傳遞函數(shù)寫成零極點形式，為： iiPiIiiiPiIiP KKssKsKK ??? ???? 1 （ 46） 將小時間常數(shù) 2/sT 、 sT 合并，得到簡化后的電流內環(huán)結構圖，如圖 。 圖 qe 擾動時的 qi 電流內環(huán)簡化結構圖 表 典型 I型系統(tǒng)動態(tài)指標 阻尼比 ?? 超調量 %?? 上升時間 ??rt 相角裕度 ??? 截止頻率 ?? /?c 本設計采用的是典型 I型系統(tǒng)設計電流調節(jié)器，主要是為了使電流內環(huán)具有較好的電流跟隨性能，典型 I型系統(tǒng)動態(tài)指標如表 。從圖 ，只需以 PI調節(jié)器零點抵消電流控制對象傳遞函數(shù)的極點即可，即 RLi /?? 。通過校正，可以得到電流 內環(huán)的開環(huán) 23 傳遞函數(shù)為： )()( ?? si P W MiPoi TsR KKsW ? （ 47） 由典型 I系統(tǒng)參數(shù)整定關系可知，當系統(tǒng)阻尼比 ?? 時，有 ?i PWMiPs R KKT ? （ 48） 通過求解可得 ： PWMsiiP KTRK 3 ?? （ 49） PW MsiiPiI KT RKK 3?? ? （ 410） 式中， iPK 表示電流內環(huán)比例調節(jié)增益； iIK 表示電流內環(huán)積分調節(jié)增益； PWMK 表示橋路 PWM等效增益； R表示整流電路負載電阻值； sT 表示電流內環(huán)采樣周期（即亦為 PWM整流器的開關周期）； RLi /?? ； 根據(jù)任務書，可以得到： 1）載波頻率（開關頻率） 10KHZ，則 sTs 4101 ??? ； 2）負載電阻 。60??R 3） 53 ?? ????? RLi? 4）電流超調小于 5%； 5）取 220800 ??PWMK 根據(jù)設計要求 %5?i? ，并保證穩(wěn)態(tài)電流無差 。 求解得： 45 ???? ???? ??PW MsiiP KT RK ? （ 411） 44 603 ???????? ?P W MsiiPiI KT RKK ? （ 412） 電壓 PI 調節(jié)器的設計 為了穩(wěn)定三相 VSR直流側電壓，所以需要電壓調節(jié) 器。本設計中采用典型 II系統(tǒng)來設計電壓外環(huán)。典型 II系統(tǒng)的動態(tài)抗擾性能指標與參數(shù)的關系如表 。 表 典型 II型系統(tǒng)動態(tài)抗擾性能指標與參數(shù)的關系 h 3 4 5 6 7 8 9 10 bCC /max? % % % % % % % % Ttm/ Ttv/ 24 圖 表示三相 VSR 的電流內環(huán)解耦控制結構。對于雙閉環(huán)控制系統(tǒng)而言，電壓外環(huán)的輸出電流指令對電流內環(huán)進行控制。所以可以三相 VSR雙閉環(huán)控制結構，如圖 。 圖 三相 VSR雙閉環(huán)解耦控制結構 由三相 VSR雙閉環(huán)解耦控制結構圖可以得到其結構框圖，如圖 。 圖 三相 VSR電壓環(huán)傳遞函數(shù)結構框圖 對該控制系統(tǒng)做如下近似： 1） 電壓采樣延遲時間為11?sTv； 2） 直流側電流 dci 近似等于網側電流峰值 mI ，即一時變環(huán)節(jié)為： ? midc ? 。 m為 PWM調制比， ? 為開關函數(shù)基波初始相位角。其中調制比 m=。 3） 由電容的電容特性，直流側電容環(huán)節(jié)用 Cs1 表示； 4） 為便于設計，此處將電流內環(huán)傳遞函數(shù)等效為時間常數(shù) sT3 的慣性環(huán)節(jié) 13 1?sTs； 綜上所述可以得到三相 VSR電壓環(huán)傳遞函數(shù) 結構圖，如圖 。 圖 三相 VSR電壓環(huán)傳遞函數(shù)結構圖 對于時變環(huán)節(jié) ? ，取其最大值，即最大比例增益為 。同時，合并電壓采樣環(huán)節(jié)和電流內環(huán)等效環(huán)節(jié)為： 1)3( 1 ?? sTT vs （ 413） 電壓環(huán) PI調節(jié)的傳遞函數(shù)可以寫成如下形式： ststKsKK vvvpvivp 1??? （ 414） 當忽略負載電流擾動 Li ，可以化簡三相 VSR電壓環(huán)結構，如圖 。 25 圖 簡化后的三相 VSR電壓環(huán)傳遞函數(shù)結構圖 求解圖 ，可以得： ? ?1)3( )1()( 2 ?? ?? sTTsCt stKsG vsv vvpv （ 415） 任務書桪按典型 II系統(tǒng)設計電壓調節(jié)器，所以得到參數(shù)整定關系為： 222 1svvvvp ThhCtK ?? （ 416） 同時考慮電壓調節(jié)器的抗擾性和跟隨性，工程上常取電壓環(huán)中頻寬為 5?vh ，所以電壓環(huán)PI調節(jié)參數(shù)設計的依據(jù)為： svvp TTCK 34?? )3(5svvpvi TTKK ?? （ 417） 式中， C表示直流側電容大?。?sT 表示開關頻率的倒數(shù)； vT 為電壓外環(huán)采樣小慣性時間常數(shù)。 取 vs TT? ，所以得到： 4 2 0104 0 4 4 ?????? ?svvp TT CK （ 418） 2100001045 420)3(5 4 ?????? ?sv vpvi TT KK （ 419） 為穩(wěn)定直流側電流，所以直流側需要增加一個電抗器。 限制輸出電流脈動的電感量 mL 的計算，計算公式為： )(2 10)/( 232 mHISUfUUL diddmm ? ?? （ 420） 式中， 2U 表示三相交流側電壓有效值； dI 表示額定負載電流； iS 表示電流脈動系數(shù)； df和 ddmIU / 見表 。 表 計算電感量的有關數(shù)值 電感量的有關數(shù)據(jù) 三相半波 mL df 150 最大脈動時的 ? 角 90176。 2/UUdm L LK BL BK 26 本設計要求直流側電壓脈動率在 %10? 以內，所以可以得到電流脈動系數(shù)為： %20/ /%90/%1 1 0 ??? RU RURUSi