【導(dǎo)讀】導(dǎo)下進行的研究工作及取得的成果。盡我所知，除文中特別加以標注和致。含我為獲得及其它教育機構(gòu)的學位或?qū)W歷而使用過的材料。明并表示了謝意。本人完全了解XX大學關(guān)于收集、保存、使用畢業(yè)設(shè)計（論文）的規(guī)定，保存畢業(yè)設(shè)計（論文）的印刷本和電子版，并提供目錄檢索與閱覽服務(wù)；為目的前提下，學?？梢怨颊撐牡牟糠只蛉績?nèi)容。本文在分析和總結(jié)相關(guān)文獻的基礎(chǔ)上，介紹了OFDM的基本原理,并討論了其中的關(guān)鍵技術(shù)。研究基于標準的物理層仿真平臺的搭建。無線局域網(wǎng)，其物理層采用了正交頻分復(fù)用技術(shù)。響，并用仿真工具Matlab對其進行了仿真分析。全文可分為四個部分：無線通信系統(tǒng)的發(fā)展和研究，OFDM系統(tǒng)的基本原理，路又分為三個部分：發(fā)送端，信道，接收端。通過仿真可發(fā)現(xiàn)本鏈路采用的分集、同步。等技術(shù)可以明顯地改善BER性能。

　　

【正文】 tion, 39。QPSK39。)) % 角度 [pi/4 3*pi/4 3*pi/4 pi/4] 分別對應(yīng)于格雷碼 [00 01 11 10] table=exp(j*[3/4*pi 3/4*pi 1/4*pi 1/4*pi])。 %% 產(chǎn)生 QPSK 符號 table=table([0 1 3 2]+1)。 %格雷映射 inp=reshape(bits_in,2,full_len/2)。%把輸入的二進制序列分成長度為 2 的組 mod_symbols=table([2 1]*inp+1)。 %二進制序列組分別映射為星座圖中對應(yīng)的點的復(fù)數(shù)表示 22 在指數(shù)衰減信道下，數(shù)據(jù)包為 1000，其它參數(shù)為默認值的情況下進行仿真： 圖 411 四種調(diào)制方式 PER 仿真 圖 412 四種調(diào)制方式 BER 仿真 從圖 411 和 412 可以看出，信道條件好，發(fā)送功率保持不變的情況下，可用 64QAM（信道差，會有很大的誤碼率），若功率減小，則可選 QPSK、 BPSK。無線多徑信道的頻率選擇性衰落會使接收功率大幅下降，信噪比也會下降。為了提高頻譜利用率，則要選與信噪比相匹配的調(diào)制方 式。 QAM 要求傳送途徑信噪比高， QPSK 則低。選擇 BPSK、QPSK，在確保在信道最壞條件下的信噪比要求。 QPSK 指數(shù)衰減信道下不同速率的性能比較： 圖 413 QPSK在 Exp信道下的 BER仿真圖 圖 414 QPSK在 Exp信道下的 PER仿真 從圖 413 和 414 的仿真結(jié)果可以看出， 1/2 碼率比較穩(wěn)定，性能相對較好。 解調(diào) 由于在通信系統(tǒng)中存在噪聲等干擾的影響，故信息在傳輸過程中會產(chǎn)生失真，解調(diào)接收就要求最大可能地減少誤差。在這里解調(diào)的方法是，首先求出接收端信號值（復(fù)數(shù)形式表示）與星座圖中各點的距離，接下來求出所有距離中的最小值，則將星座圖中該點所對應(yīng)的二進制作為解調(diào)的結(jié)果輸出。與調(diào)制相對應(yīng)，要除以歸一化系數(shù)。 23 在接收端 QPSK 的接收星座圖如圖 415。在很多的點靠近中心位置 0，是在調(diào)制過程中補 0 的結(jié)果，判決時會舍去那些點。 圖 415 QPSK的接收星座圖 天線分集 發(fā)射分集 發(fā)射分集使用的是分組空時碼。一個分組空時碼定義為 NT? 階的傳輸矩陣 X ,矩 陣的元素是由符號 12... ks s s、 、 、 和它們的共軛的線性組合，所采用的設(shè)計方法是要獲得 NM 的最大分集增益，但是犧牲了編碼增益以便得到一個簡單的最大似然解碼器。實際上分組空時碼是以以下的方式來為每個符號及其共軛分配一個空時符號差的，即這些符號差為所有符號生成了最大的分集，這一條件是由不同符號差之間的正交特性所導(dǎo)致的，因此最大似然解碼是對符號 12... ks s s、 、 、 獨立進行的，這就獲得了一個簡化的解碼 器結(jié)構(gòu)，它是由 k 個簡單最大似然解碼器并行組成的。 主要仿真代碼如下： 發(fā)射端： ant1_syms = zeros(, num_symbols)。 ant2_syms = zeros(, num_symbols)。 ant1_syms(:,1:2:num_symbols) = mod_syms(:,1:2:num_symbols)。 ant2_syms(:,1:2:num_symbols) = mod_syms(:,2:2:num_symbols)。 ant1_syms(:,2:2:num_symbols) = conj(mod_syms(:,2:2:num_symbols))。 ant2_syms(:,2:2:num_symbols) = conj(mod_syms(:,1:2:num_symbols))。 ofdm_syms_out = zeros(2, length(mod_ofdm_syms))。 ofdm_syms_out(1,:) = ant1_syms(:).39。 ofdm_syms_out(2,:) = ant2_syms(:).39。 24 接收端： decoupled_syms(:,1:2:n_syms)=repmat(conj(channel_est(:,1)),1,n_syms/2).*rh_syms(:,1:2:n_syms)+repmat(channel_est(:,2),1,n_syms/2).*conj(rh_syms(:,2:2:n_syms))。 decoupled_syms(:,2:2:n_syms)=repmat(conj(channel_est(:,2)),1,n_syms/2).*rh_syms(:,1:2:n_syms) repmat(channel_est(:,1),1,n_syms/2).*conj(rh_syms(:,2:2:n_syms))。 對于鏈路中發(fā)射分集采用分組空時碼時的 BER 和 PER 性能分析如圖 416 和圖417，發(fā)射分集的增益還是很明顯的。當 PER 約為 33 10?? 時，增益為 5dB。 圖 416 采用分組空時碼的 BER 圖 417 采用 分組空時碼的 PER 接收分集 兩種最普遍的接收分集技術(shù)是選擇和最大比率合并（ MRC）。本文只研究最大比率合并接收分集。在 MRC 中，在 M 個接收天線輸出端的信號線性組合在一起以獲得最大的瞬時 SNR，獲得最大 SNR 的系數(shù)可以直接使用優(yōu)化理論得到。令每個天線的接收信號為 lr l l l lr hs v?? （ ） 其中具有獨立的噪 聲取樣 lv 并具有相同的功率譜密度 02N ，此外再假設(shè)每個天線中具有理想的信道狀態(tài)函數(shù)，最后對發(fā)射信號 ls 進行歸一化，這樣平均信號功率等于 2? 。MRC 是檢測之前使用線性組合 * * *1 1 1M M Ml l l l l l ll l ly r h s v? ? ?? ? ?? ? ?? ? ? （ ） 在 MRC 之后噪聲功率譜密度 25 20 12MvllSN ??? ? （ ） 而瞬時信號能量是 2*12Mlll h???? 這兩個量的比是 2*1201MlllMllhN????????? （ ） 可按如下方式求最大值。回憶柯西－施瓦茲（ CauchySchwartz）不等式 2 22*1 1 1M M Ml l l ll l la b a b? ? ??? ? ? （ ） 對于所有的 l ，當 llh?? 時等式成立。這為 MRC 提供了加權(quán)系數(shù)，明白地說，就是每個天線的權(quán)重是與其衰落損耗相對應(yīng)的。高衰落天線的可靠性較低，其權(quán)重要低于低衰落天線。 MRC 所能獲得的 SNR 是 210MM RC llN????? ? （ ） 注意 2 0/l N?? ( llh?? )是每個信道的 SNR，那么上式就 是所有天線 SNR 的和，這意味著即使單個的 SNR 很小時 MRC? 也會很大。 部分程序代碼為： Function b_syms = rx_mr_biner(rx_syms, channel_est, sim_options)n_ofdm_syms = size(squeeze(rx_syms(1,:,:)),2)。 %最大比例合并接收分集 b_syms=repmat(conj(channel_est(:,1)),1, n_ofdm_syms).*squeeze(rx_syms(1,:,:)) + repmat(conj(channel_est(:,2)), 1, n_ofdm_syms).*squeeze(rx_syms(2,:,:))。 本鏈路采用兩根接收天線，圖 418 和 419 顯示了最大比例合并對性能的影響。指數(shù)衰減信道下，以 QPSK 調(diào)制方式仿真，當 BER 為 310? 時，鏈路增益約為 7dB，這是相當可觀的。 26 圖 418 接收分集的 BER 仿真 圖 419 接收分集的 PER 仿 真 基于鏈路同時使用發(fā)射接收分集的性能仿真 指數(shù)衰減信道下，以 QPSK 調(diào)制方式仿真，其它參數(shù)為默認值。從圖 420 和 421可以看出，對于整個鏈路而言，采用分集技術(shù)，帶來的增益是相當大的。當 BER 為 410時，鏈路增益約為 10dB；當 PER 為 3310? 時，鏈路增益約為 8dB。 圖 420 分集的 BER 仿真 圖 421 分集的 PER 仿真 信道模型 高斯信道 （ AWGN） 眾所周知，在數(shù)字通信系統(tǒng)中，高斯白噪聲信道模型是最容易分析的信道模型。高斯白噪聲信道模型中除了附加的高斯白噪聲以外，沒有任何其他的失真和影響。高斯白噪聲是接收機中由電子隨機運動產(chǎn)生的熱噪聲模型。在高斯白噪聲信道中，接收信號通?？梢詫懗桑? r(t)=s(t)+n(t) （ ） 27 其中 s(t)是發(fā)送信號， r(t)接收到的信號， n(t)是零均值的廣義平穩(wěn)隨機過程，功率譜密度為 S(jw)=N0/2。 N0 為平均噪聲功率。當噪聲功率頻譜密度為恒定值 時，該噪聲源被稱作白噪聲。高斯白噪聲信道幅度服從正態(tài)分布。 指數(shù)衰減信道 本鏈路仿真使用的信道是 IEEE 標準使用的指數(shù)信道模型 (Chayat, et al.，1997)，又叫“ Baseline 信道模型”或者“指數(shù)延時瑞利衰落模型”。該信道模型反映了現(xiàn)實世界中的一種特殊情況，即反射體產(chǎn)生的多徑長度依次遞增。該模型多徑延時分布如式（ ）所示： ( ) (1 / ) ddPe???? ?? （ ） 由上式可知， d? 完全表征了該模型的多徑延時分布。對于指數(shù)模型，平均附加時延d??? ， rms 延時擴展 d???? 。 本鏈路假設(shè)對每一個發(fā)送包信道都是靜態(tài)的，不同包對應(yīng)的信道相互獨立。信道沖擊響應(yīng)幅度服從瑞利分布，相位服從均勻分布，平均功率服從指數(shù)衰落。 兩種信道的性能比較 用 16QAM 的調(diào)制方式，其他參數(shù)為默認值，分別在高斯信道和指數(shù)衰減信道下進行仿真。從圖 422 可以看 出，高斯信道性能比指數(shù)衰減信道好。 圖 422 16QAM 在不同信道下的 BER 仿真 28 同步 由于 物理層采用了正交頻分復(fù)用技術(shù)（ OFDM），則對同步要求比較高，所以同步也是本文的研究重點之一。 定時估算 定時估算有兩個主要任務(wù)：分組檢測和符號同步。 協(xié)議本質(zhì)上是隨機訪問網(wǎng)絡(luò)的，因此接收機不需要了解分組開始時間，接收機首要任務(wù)是對來數(shù)據(jù)分組的起始進行檢測。分組對于實現(xiàn)優(yōu)秀的網(wǎng)絡(luò)性能有著至關(guān)重要的意義。 分組檢測 分組 檢測是在來數(shù)據(jù)分組的前導(dǎo)中找到起始的近似估算。這是所需完成的第一個同步算法，因此剩下的同步過程都依賴于分組檢測完成的優(yōu)劣。一般情況下分組檢測可描述為二進制的假設(shè)檢測，包括兩個互為補充的有用參數(shù)，一個是空假設(shè) 0H ,一個是二選一的假設(shè) 1H ，在分組檢測中，這些假設(shè)聲明是否出現(xiàn)了分組。檢測如下： 0H ：沒有出現(xiàn)分組 1H ：出現(xiàn)分組 實際檢測中通常是看決定變量 nm 是否超出預(yù)定的閥值 Th 。分組檢測情況如下： 0H ： nm Th? 不出現(xiàn)分組 （ ） 1H ： nm Th? 出現(xiàn)分組 （ ） 分組檢測算法的性能可以總結(jié)為兩個概率：檢測概率 DP 和差錯告警概率 FAP 。 DP 是檢測到確實出現(xiàn)的概率，因為 DP 值代表了檢測希望達到的質(zhì)量。 FAP 是錯誤的判斷分組出現(xiàn)，而實際卻未出現(xiàn)情況的概率，因此 FAP 要盡可能的小。一般情況下 FAP 增加 DP 就增加， FAP 減少 DP 就減少，因此設(shè)計者必須要解決算法在這兩相沖突的目標間達到平衡的問題。 如圖 423 和 424 是在以 QPSK 為調(diào)制方 式，采用分組檢測，其它參數(shù)為默認值的仿真結(jié)果。 29 圖 423 QPSK在不同信道分組檢測率 圖 424 QPSK在不同信道分組檢測方差 符號定時 符號定時是指求得單個 OFDM 符號開始和結(jié)束的精確時刻。符號定時的結(jié)果將決定 DFT 的窗口，也就是用于計算每一個接收 OFDM 符號的一組取樣值；然后 DFT 的結(jié)果用于符號子載波的檢波。 WLAN 接收機知道接收的前導(dǎo)，因此接收機可以利用簡單的基于符號定時算法的互相關(guān)系數(shù)。當分組檢測器提供數(shù)據(jù)分組起始界估算之后，符號定時算法將該估算精確到量化的等級。該精 確是通過計算接收信號 nr 和已互參