高頻-調(diào)頻接收機的設計(編輯修改稿)
2024-09-03 04:06 本頁面
【文章內(nèi)容簡介】 用信號，將有用信號經(jīng)變壓器和 CB1 耦合進入MC3361。 （其功能見附錄） 電路中元器件參數(shù)的確定 ： 畫出直流通路等效電路圖， 計算過程如下 交流等效電路圖 電路參數(shù)確定：設置靜態(tài)工作點 由于放大器工作在小信號放大狀態(tài)，而且根據(jù)電路圖，可得： UBQ =Rb1/(Rb1+Rb2)VCC IEQ=(UBQUBEQ)/Re=ICQ UCEQ=VccICQ(Rc+Re) IBQ=ICQ/β 取晶體管的靜態(tài)工作點為： IEQ=， UEQ=3V， UCEQ=9V 則 RE=UEQ/IE= ， RA6= 高頻課設 取流過 RA3 的電流基極電流的 7 倍，則有： RA3=UBQ/7IBQ=， 取 18KΩ ， 則 RA2+WA1=()/*18=40K 取 RA2=， WA1 選用 50K 的可調(diào)電阻以調(diào)整靜態(tài)工作點 計算諧振回路參數(shù) ： 其中 gbe={IE}mA/26β S= Gm={IE}mA/26S=58mS Yie= (gbe+jwcbe)/[1+rbe(gbe+jwcbe)] =*103S+*103S 則有 gie=， rie=1/gie=728Ω ， Cie= Yoe=(jwcbbcbcgm)/[1+rbb(gbe+jwcbe)]+jwcbe=+ goe= ， coe=計算回路總電容 CΣ ： CΣ =1/(2π f0)2L =1/[(2***106)2**106] =123pF C=CΣ p12Coep22Cie =* =119pF 則有 CA3=119pF ， 取標稱值 120pF 確定耦合電容及高頻濾波電容 ： 高頻電路中的耦合電容及濾波電容一般選取體積較小的瓷片電容，現(xiàn)取耦合電容 CA2=，旁路電容 CA4=,濾波電容 CA5= 電壓增益： AV0=u0/ui =p1p2yfe/gΣ =p1p2yfe/p12goe+p22gie+G =(N2=N1)dB 通頻帶： BW=2Δ =f0/QL 放大器的選擇性： = 高頻課設 高頻小信號放大器仿真圖 在 Multisim 窗口中，從示波器上觀察到輸入與輸出波形 高頻課設 混頻電路 因為中頻比外來信號頻率低且固定不變，中頻放大器容易獲得比較大的增益，從而提高收音機的靈敏度。在較低而又固定的中頻上，還可以用較復雜的回路系統(tǒng)或濾波器進行選頻。它們具有接近理想矩形的選擇性曲線，因此有較高的鄰道選擇性。如果器件僅實現(xiàn)變頻，振蕩信號由其它器件產(chǎn)生則稱之為混頻器。 混頻電路原理圖 四個二極管組成平衡電路如圖所示。構(gòu)成的二極管環(huán)形混頻電路中，各二極管均 高頻課設 工作在受參考信號控制的開關(guān)的狀態(tài)，它是 另一類開關(guān)工作的乘法器 。 這樣的結(jié)果導致當 V0正半周期 s(t)為 1，當 V0的負半周期 s(t)為 1。 V0正半周期是， D1D3導通， D2D4截止。 VO負半周期時， D2D4導通， D1D3截止，成為一個與 V0正半周期輸出極性反向的平衡混頻器。 與二極管平衡混頻器相比，減少了一些不必要的諧波分量，有利于降低噪聲，提高信噪比。 晶體振蕩電路 本設計中 采用的是并聯(lián)諧振晶體振蕩，其電路如下圖： 振蕩管的基極對高頻接地，晶體接在集電極與基極之間， C C2為回路的另外兩個電抗原件。晶體工作于感性狀態(tài)。由于 Cm很小，因此晶體振蕩回路與振蕩管之間的耦合非常弱，從而使頻率穩(wěn)定性大為提高。 鑒頻電路 實現(xiàn)調(diào)頻信號解調(diào)的鑒頻電路可分為三類 ,第一類是調(diào)頻 調(diào)幅調(diào)頻變換型。這種類型是先通過線性網(wǎng)絡把等幅調(diào)頻波變換成振幅與調(diào)頻波瞬時頻率成正比的調(diào)幅調(diào)頻波 ,然后用振幅檢波器進行振幅檢波。第二類是相移乘法鑒頻型。這種類型是將調(diào)頻波經(jīng)過移相電路變成調(diào)相調(diào)頻波 ,其相位的變化正好與調(diào)頻波瞬
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