【文章內(nèi)容簡介】 噪聲，同時在滿足系統(tǒng)動態(tài)范圍的前提下適當(dāng)提高前級放大器的增益?！嚎s點(diǎn)、最小可檢測信號和動態(tài)范圍　1dB壓縮點(diǎn) 通常對理想無損耗線性網(wǎng)絡(luò)的定義是：網(wǎng)絡(luò)的輸出響應(yīng)與輸入激勵信號之間呈線性關(guān)系，且輸出中沒有額外的頻率成分。但是理想的無損耗線性網(wǎng)絡(luò)在實(shí)際中是不存在的，有損耗就會產(chǎn)生熱噪聲，導(dǎo)致網(wǎng)絡(luò)在小信號輸入時的非線性失真，并且在有源網(wǎng)絡(luò)中，由于晶體管或FET等非線性器件的存在，他們本身在大信號時存在如：增益壓縮、諧波失真及非線性雜散響應(yīng)等特性，會導(dǎo)致網(wǎng)絡(luò)在大信號輸入時的非線性失真?；祛l器、放大器及接收機(jī)一般工作在輸出信號與輸入信號成比例變化的線性區(qū)域，即上述兩者之間的區(qū)域，也就是一般定義的動態(tài)范圍[9]。見下圖28，實(shí)際網(wǎng)絡(luò)的輸入輸出功率響應(yīng)曲線，實(shí)際輸出響應(yīng)與它線性響應(yīng)的延長線在輸出功率差1dB時的輸入功率為輸入1dB壓縮點(diǎn)，用Pin表示。如果輸入信號超出這個范圍，輸出開始飽和，如果低于這個范圍，信 號就會淹沒在噪聲中。動態(tài)范圍定義為最小可檢測信號MDS到1dB壓縮點(diǎn)之間的功率范圍。圖28　實(shí)際網(wǎng)絡(luò)的輸入輸出功率響應(yīng)曲線　互調(diào)失真—三階截斷點(diǎn)IP3任何有源電路都具有非線性，接收機(jī)的RFIF電路同樣也具有非線性，因此，影響接收機(jī)性能的另一個至關(guān)重要的因素是雙音互調(diào)失真。當(dāng)兩個強(qiáng)度足夠大的干擾信號經(jīng)過天線加到接收機(jī)的輸入端時，由于RF級有源電路的非線性，這兩個強(qiáng)干擾信號就會相互混頻產(chǎn)生雜散響應(yīng)信號，被稱為互調(diào)產(chǎn)物。如果互調(diào)產(chǎn)物落在接收機(jī)通頻帶內(nèi)或接近接收機(jī)工作頻段，則接收機(jī)就會像處理有用信號一樣處理這些雜散響應(yīng)信號如圖29。 圖29　二階與三階雙音互調(diào)產(chǎn)物 　　　　 二階互調(diào)失真 　 　 三階互調(diào)失真其中，f1為強(qiáng)干擾信號頻率；是在接收機(jī)調(diào)諧頻帶內(nèi)的互調(diào)產(chǎn)物頻率。 二階雙音互調(diào)失真是常見的問題，尤其在寬帶接收機(jī)射頻前端電路中?？梢圆捎秒p平衡混頻器作第一級混頻電路、RF前級放大器采用推挽結(jié)構(gòu)來減小或消除二階雙音互調(diào)失真的影響。此外，可以選用帶寬小于一個倍頻的帶通濾波器組構(gòu)成的RF前端預(yù)選器，來濾除二階互調(diào)產(chǎn)物，減小二階互調(diào)失真的影響。如圖210。圖210　使用小于一個倍頻的預(yù)選器對二階干擾抑制系統(tǒng)的三階截斷點(diǎn)不能直接測量得到，但是可以根據(jù)下式可以計算到：　 =　 　 (221)其中：＝輸入三階截斷點(diǎn)，單位dB；?。交至繉θA互調(diào)量的相對抑制，單位dB；＝在測量時的等幅雙音信號功率，單位dB；　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　上式中相對抑制度RS是單位為dB的量，是在某一特定功率等幅雙音信號輸入時，在系統(tǒng)輸出端測量到的基本分量對三階互調(diào)量的抑制度。關(guān)于截斷點(diǎn)的另一個重要的參數(shù)是輸出等效三階互調(diào)截斷點(diǎn)IM3，可由(222)確定： 　 (222)其中：IM3＝輸入三階截斷點(diǎn)處的等效輸出三階互調(diào)截斷點(diǎn)，單位dBm； IP3＝輸入三階截斷點(diǎn)，單位dBm。　無雜散響應(yīng)動態(tài)范圍無雜散響應(yīng)動態(tài)范圍是接收機(jī)常用的技術(shù)參數(shù)，定義是：在系統(tǒng)輸入端外加等幅雙音信號的情況下，接收機(jī)輸入信號從超過噪聲門限3dB處到?jīng)]有產(chǎn)生三階互調(diào)雜散響應(yīng)點(diǎn)處之間的功率動態(tài)范圍。而接收機(jī)的動態(tài)范圍是指接收機(jī)能夠檢測到并解調(diào)的輸入信號功率(或電平)的變化范圍。有多種不同的標(biāo)準(zhǔn)和方式來定義接收機(jī)動態(tài)范圍的上下限。通常用最小可檢測信號(MDS)來定義接收機(jī)動態(tài)范圍的下限功率(或電平)。接收機(jī)MDS的定義是：在確定的接收機(jī)噪聲系數(shù)和中頻帶寬的前提下，比等效噪聲功率大3dB的功率(或電平)值。MDS與接收機(jī)的噪聲系數(shù)和中頻帶寬有直接關(guān)系[10]。計算式為： (223)其中：　PL＝動態(tài)范圍下限，單位dBm，即MDS，最小可檢測信號；　　MDS＝最小可檢測信號，單位dBm；NF＝噪聲系數(shù)，單位dB； 　B＝中頻帶寬，單位Hz。無雜散動態(tài)范圍上限的典型界定方法為：當(dāng)接收機(jī)輸入端所加的等幅雙音信號在輸出端產(chǎn)生的三階互調(diào)量的功率等于最小可檢測信號功率值時，輸入端的等幅雙音信號的功率值就是無雜散動態(tài)范圍的上限。MDS的另一個定義式如下： (224)其中：　的上限，單位dBm；輸入三階截取點(diǎn)，單位dBm；改寫式(223)，則 (225) 因此由PL和Pu ， (226) 可見，SFDR直接正比于三階截斷點(diǎn)IP3，反比于噪聲系數(shù)NF和中頻帶寬，也就是說，噪聲系數(shù)低，中頻帶寬窄，三階截斷點(diǎn)高，則接收機(jī)無雜散動態(tài)范圍就大?！〗邮諜C(jī)內(nèi)部雜散響應(yīng) 在頻率合成通用接收機(jī)內(nèi)部，即使在沒有信號輸入的情況下仍然存在著許多機(jī)制產(chǎn)生內(nèi)部雜散響應(yīng)。其中一些雜散響應(yīng)是由于接收機(jī)的二次或三次變頻設(shè)計，其各級本振頻率的諧波相互混頻產(chǎn)生的。還有一些雜散響應(yīng)與頻率合成器的工作原理有關(guān)。因此，要想使內(nèi)部雜散響應(yīng)最小，在設(shè)計接收機(jī)時就必須在電路構(gòu)造和工作機(jī)理兩方面做仔細(xì)慎重的分析和考慮。雖然接收機(jī)內(nèi)部雜散響應(yīng)與接收機(jī)處理強(qiáng)信號的能力并沒有直接的關(guān)系，但它還是會降低接收機(jī)的性能，尤其對大動態(tài)范圍接收機(jī)。與外來的干擾信號一樣，這些內(nèi)部雜散信號會干擾接收機(jī)接收有用的微弱信號。從另一個角度來說，接收機(jī)的信號檢測能力，或者說靈敏度受這些內(nèi)部雜散信號限制的程度遠(yuǎn)大于接收機(jī)電路所產(chǎn)生的噪聲的影響。為了防止干擾接收機(jī)對微弱信號的正常接收，內(nèi)部雜散響應(yīng)應(yīng)該與接收機(jī)的最小可檢測信號處于同一功率水平量級，苛求內(nèi)部雜散響應(yīng)遠(yuǎn)小于MDS沒有什么現(xiàn)實(shí)地意義。因而可以合理地設(shè)定內(nèi)部雜散響應(yīng)的下限：　 PS = MDS = 171dBm + NF +10logB 　　　　　　　　 (227) 其中：　PS＝內(nèi)部雜散響應(yīng)信號下限，單位dBm值得注意的是，在動態(tài)范圍的標(biāo)準(zhǔn)定義中，如前面所述的SFDR，通常下限是由噪聲性能來確定的，然而在實(shí)際中如果內(nèi)部雜散響應(yīng)水平超過了接收機(jī)的MDS，則動態(tài)范圍的下限應(yīng)該由內(nèi)部雜散響應(yīng)來確定。　本章小結(jié)本章先介紹了一般接收機(jī)的原理框圖和工作特性，后從噪聲、靈敏度與動態(tài)范圍等基本概念出發(fā)介紹了的一些關(guān)于L波段接收機(jī)性能指標(biāo)的相關(guān)知識，為后續(xù)章節(jié)L波段接收機(jī)的噪聲、靈敏度、動態(tài)等的系統(tǒng)設(shè)計做了鋪墊。第3章　L波段接受機(jī)設(shè)計第3章　L波段接收機(jī)設(shè)計接收機(jī)設(shè)計是一種綜合性的挑戰(zhàn)，首先要確定設(shè)計目的，即設(shè)計哪一種接收機(jī)，不同種類接收機(jī)的設(shè)計方法是大不相同的。然后根據(jù)系統(tǒng)設(shè)計的指標(biāo)要求進(jìn)行全面分析，尋求出設(shè)計重點(diǎn)或難點(diǎn)，即是高靈敏度；或是高線性設(shè)計；或是大動態(tài)范圍設(shè)計；還是寬頻帶設(shè)計。不同的設(shè)計重點(diǎn)有不同的實(shí)現(xiàn)方法，根據(jù)系統(tǒng)要求的性能指標(biāo)，首先要確定：(1)接收機(jī)的結(jié)構(gòu)形式，設(shè)計系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)的原理框圖。確定采樣超外差式結(jié)構(gòu)，零中頻結(jié)構(gòu)，還是數(shù)字IF結(jié)構(gòu)；確定采樣本振頻率合成器的類型；確定是一次變頻還是多次變頻結(jié)構(gòu)，是否用高中頻；確定信號的動態(tài)范圍及接受機(jī)線性度。(2)接受機(jī)功能電路實(shí)現(xiàn)及系統(tǒng)線路組成，設(shè)計電路圖[11]。本章對一般接收機(jī)的設(shè)計方法不作詳細(xì)的討論，在這里我們將重點(diǎn)放在正交鑒相器電路的研究。　L波段接收機(jī)的電路設(shè)計L波段接收機(jī)主要由十一個部分組成：低噪聲放大器、功率放大器、電調(diào)衰減器、Iamp。Q鑒相器網(wǎng)絡(luò)、單刀雙擲開關(guān)、帶通濾波器、低通濾波器、視頻放大器、驅(qū)動器以及正交調(diào)相網(wǎng)絡(luò)、零點(diǎn)漂移溫補(bǔ)電路、故障檢測電路等電路組成[12]。如圖31所示。在該組件中設(shè)計了多級放大器，凈增益高達(dá)110dB；當(dāng)輸入信號較大時電調(diào)衰減器開始起控，確保后級元器件工作在線性狀態(tài)；運(yùn)用單刀雙擲開關(guān)來切換兩個工作頻率帶寬；然后通過引入正交、同相兩類功率分配器來完成相參和調(diào)制信號的移相和分路，并把移相后的信號電壓分別送入混頻器，經(jīng)混頻二極管檢波，產(chǎn)生兩個幅度相等、相互正交的基帶信號即Iamp。Q信號，最后通過低通濾波器對泄漏過來的載波和射頻信號進(jìn)行濾波處理，并取出具有一定帶寬的基帶信號，分別送入視頻放大器，把其信號放大到一定的幅度。設(shè)計中，在電路的末級增加了電壓跟隨器，有利于提高電路的驅(qū)動能力和反向隔離性能；同時從Iamp。Q兩路輸出信號中通過20dB耦合器分別取出部分能量，一部分通過有源低通取出直流分量送到零點(diǎn)漂移溫補(bǔ)電路，另一部分送到故障檢測電路。溫補(bǔ)電路的引入較好的解決了零點(diǎn)的溫度漂移問題，故障檢測電路能適時監(jiān)控該部件的工作狀態(tài)。最后得到具有一定幅度、幅相平衡性良好、零點(diǎn)溫漂小、相互隔離的Iamp。Q兩路基帶信號。圖31　L波段接收機(jī)電路原理框圖　技術(shù)指標(biāo)要求　輸入信號(1)射頻輸入信號中心頻率：L波段 3dB信號帶寬：200MHz、60MHz 抑制度：60dB(載頻處)信號輸入功率：－120dBm～－90dBm(2)本振信號頻率：L波段功率：7177。形式：連續(xù)波(3)電調(diào)衰減器控制電壓電壓范圍：0～5V控制動態(tài)：179。30dB控制方式：5V對應(yīng)最大衰減(4)閉塞脈沖形式：TTL電平，輸入電流163。5mA控制方式：高電平閉塞，低電平或懸空狀態(tài)不閉塞(5)帶通切換指令形式：TTL電平，輸入電流163。5mA控制方式：高電平或懸空狀態(tài)為寬帶240MHz，低電平為窄帶80MHz　輸出I、Q信號(1)形式：零中頻信號(2)輸出電壓范圍(Vpp)：177。1V(50Ω負(fù)載，對應(yīng)90dBm輸入功率) (3)I/Q兩路幅度不平衡：163。(4)I/Q相位差：90177。3176。(5)零漂：163。177。10mV(最大放大量)(6)IQ檢波帶寬：200MHz、60MHz(3dB帶寬)　系統(tǒng)要求(1)增益：179。110dB(2)噪聲系數(shù)：163。(3)帶內(nèi)相位失真：163。10176。(4)具有200MHz和60MHz兩種可選擇的工作帶寬(5)電源：177。12V(6)溫度：55176。C～+85176。C(7)接口：電源采用穿心電容，其它采用SMA　使用環(huán)境要求及其它特殊要求正交鑒相器模塊的絕對最大額定值和推薦工作條件，存放和使用應(yīng)滿足該項要求。絕對最大額定值如下：(1)電源電壓(V)：177。18V、+6V(2)調(diào)相控制電壓(Vc)：＋15V(3)存儲溫度(Tstg)：－55176。C～＋100176。C推薦工作條件如下：(1)電源電壓(V)：177。12V (2)調(diào)相控制電壓(Vc)：＋5V(3)工作溫度(Top)：－55176。C～＋85176。C　技術(shù)難點(diǎn)及關(guān)鍵電路設(shè)計組件中的關(guān)鍵電路很多，如低噪聲放大、衰減、開關(guān)、正交鑒相器電路等，在這里我們將重點(diǎn)放在正交鑒相器電路的研究。因為正交鑒相器電路是雷達(dá)系統(tǒng)的核心部件，其中的一些關(guān)鍵指標(biāo)如：輸出噪聲、零點(diǎn)漂移、Iamp。Q輸出信號間的幅度和相位平衡性等直接影響雷達(dá)系統(tǒng)對跟蹤目標(biāo)的精確度以及對遠(yuǎn)程目標(biāo)的跟蹤能力等。所以整機(jī)系統(tǒng)對該類電路技術(shù)指標(biāo)的提高，加大了我們的研制難度。該電路的技術(shù)難點(diǎn)和關(guān)鍵技術(shù)主要體現(xiàn)在以下幾個方面：　零點(diǎn)漂移溫度補(bǔ)償電路的設(shè)計零點(diǎn)漂移(簡稱零漂)，就是當(dāng)放大器電路的輸入端短路時，輸出端還有緩慢變化的電壓產(chǎn)生，即輸出電壓偏離原來的起始點(diǎn)而上下漂動。在直接耦合多級放大電路中，當(dāng)?shù)谝患壏糯箅娐返腝點(diǎn)由于某種原因而稍有偏移時，第一級的輸出電壓將發(fā)生微小的變化，這種緩慢的微小變化就會逐級被放大，致使放大電路的輸出端產(chǎn)生較大的漂移電壓。當(dāng)漂移電壓的大小可以和有效信號電壓相比時，就無法分辨是有效信號電壓還是漂移電壓，嚴(yán)重時漂移電壓甚至把有效信號電壓淹沒了，使放大電路無法正常工作。為了表示由于溫度變化引起的漂移，常把溫度升高一度(1176。C)時，輸出漂移電壓DVo按放大電路的總電壓增益AV折合到輸入端的等效輸入漂移電壓DVi(＝DVo/AvDT)作為溫漂指標(biāo)[7]。零點(diǎn)漂移對雷達(dá)系統(tǒng)的影響主要體現(xiàn)在兩個方面：其一，脈沖壓縮后的主副瓣上疊加一個較大的直流分量，在小信號的情況下有可能把有用信號淹沒而無法檢測，導(dǎo)致系統(tǒng)誤判；其二，自適應(yīng)旁瓣相消權(quán)值的估計和修正會由于零點(diǎn)漂移的存在而產(chǎn)生較大誤差，從而降低旁瓣相消的改善因子。因此，現(xiàn)代雷達(dá)系統(tǒng)對該項指標(biāo)要求很高，在寬溫工作范圍內(nèi)(55176。C～+85176。C)要求其零點(diǎn)漂移小于2mv，通常情況下，該類產(chǎn)品的零點(diǎn)溫漂在1070mv左右，要達(dá)到2mv這一指標(biāo)非常困難。之前，國內(nèi)還沒有很好的解決方法，國外同類產(chǎn)品也很難達(dá)到這一水平。通過分析，我們認(rèn)為引入溫補(bǔ)電路是改善零點(diǎn)溫漂的有效途徑。我們的設(shè)計思想是這樣的：設(shè)法把鑒相器輸出信號中的零點(diǎn)漂移量取出來，然后通過溫補(bǔ)網(wǎng)絡(luò)反饋到放大器的同相輸入端，與放大器內(nèi)部的溫漂成分進(jìn)行合成，從而使兩分量相互抵消或部分抵消，從而達(dá)到降低零點(diǎn)溫漂的目的[13]。我們對鑒相器引入溫補(bǔ)電路的前后進(jìn)行了詳細(xì)的測試比較，測試結(jié)果如下：引入溫補(bǔ)電路之前：零點(diǎn)溫漂10mv，引入溫補(bǔ)電路后：零點(diǎn)溫漂。 放大器電壓跟隨器零點(diǎn)漂移溫補(bǔ)電路 輸出信號輸入信號圖32　零點(diǎn)漂移溫度補(bǔ)償電路原理圖由此可見，溫補(bǔ)電路的引入達(dá)到了降低鑒相器零點(diǎn)溫漂的目的。溫補(bǔ)電路如上圖32?！拵amp。Q解調(diào)器的設(shè)計鑒相器的核心部分是