【文章內(nèi)容簡(jiǎn)介】 和直流寄生失調(diào)的干擾主要是集中在低頻頻段。而調(diào)制指數(shù)比 較高的 FSK 信號(hào)，其頻譜能量主要在兩個(gè)峰值上集中，而對(duì)于低頻分量其能量相對(duì)較小，并且在頻譜上可以與失調(diào)信號(hào)分開，從而可以通過濾波器濾除低頻分量，降低直流寄生失調(diào)的干擾，但卻不會(huì)對(duì)信號(hào)本身有太大的影響。因此，若使用的是基于 的直接序列擴(kuò)頻信號(hào)，帶寬可以達(dá)到 22MHz，對(duì)于這種信號(hào)，濾除其中的直流分量，雖然損失了一些低頻上的有用信息，但是卻是在可接受的范圍內(nèi)的。另外，很多 FSK 接收機(jī)采用的是零中頻的結(jié)構(gòu)，比如尋呼的系統(tǒng)。 (2) 在射頻信號(hào)其載波頻率 與本振信號(hào)一樣時(shí)，本振信號(hào)經(jīng)混頻器混頻后產(chǎn)生時(shí)變的直流失調(diào)信號(hào)的影響最大。通?？梢愿淖儽菊裥盘?hào)它的頻率使之為射頻信號(hào)它的載波頻率的整數(shù)倍或分?jǐn)?shù)倍，這樣可以降低本振饋通帶來的直流寄生失調(diào)問題。 (3) 對(duì)設(shè)計(jì)混頻器的研究也可以獲得一些新的思路。文獻(xiàn) [2]提出了多相混頻器。其本振信號(hào)頻率是射頻載波頻率的 1/N， N2個(gè)普通混頻器構(gòu)成一個(gè)多相混8 頻器。它克服了直流失調(diào)問題和對(duì)鎖相環(huán)設(shè)計(jì)的苛刻要求。文獻(xiàn) [3]將 ChPoper 技術(shù)應(yīng)用于混頻器，通過兩次變頻，將噪聲和信號(hào)分離開。文獻(xiàn) [4]采取諧波混頻器，使用本振信號(hào)的二 次諧波和射頻信號(hào)混頻，這種方法做的好處是當(dāng)射頻信號(hào)被直接下變頻到基帶時(shí)，自混頻的失調(diào)產(chǎn)物則被變換到本振頻率。 (4) 通過改進(jìn)接收機(jī)的結(jié)構(gòu)辦法也可以減小直流寄生失調(diào)和 1/f 噪聲。一種方法是，將高通濾波器或交流耦合放在混頻器后使用，可以起到隔離直流分量的作用。但這樣做帶來許多問題。因?yàn)楦咄V波器的拐點(diǎn)頻率越高，信息的損失也就越多 。拐點(diǎn)頻率越低時(shí)，但是信號(hào)的群延時(shí)越長(zhǎng)。對(duì)于大部分的調(diào)制信號(hào)而言，中心頻率附近頻譜的能量較大，攜帶信息在基帶進(jìn)行交流耦合后，會(huì)損失低頻分量，導(dǎo)致誤碼。因此，交流耦合的方法雖然簡(jiǎn)單，但 應(yīng)用卻并不多見。另一種使用普遍的方法是反饋電路的構(gòu)造，消除直流寄生失調(diào)。此方法既可以在數(shù)字域上完成，也可以在模擬域上實(shí)現(xiàn)。在數(shù)字域進(jìn)行處理則是用 DPS 算法檢測(cè)失調(diào)信號(hào) [5]的變化，然后將失調(diào)分量通過數(shù)模變換反饋到模擬前端和接收信號(hào)相減，消除影響。在模擬域上完成消除直流寄生失調(diào)的好處是可以降低 A/D 轉(zhuǎn)換器的動(dòng)態(tài)范圍，進(jìn)而數(shù)字信號(hào)處理部分的難度得到降低。但是這兩種方法使電路功耗和復(fù)雜度增加。文獻(xiàn) [1]使用兩級(jí)下變頻 (也稱為非直接變頻 )代替直接下變頻，先將射頻信號(hào)下 變頻到一個(gè)較高的中頻，再直接下變頻到基帶，一方面，由于在第二次下變頻時(shí)使用的本振信號(hào)頻率低且固定，因而泄漏較小，直流失調(diào)相對(duì)穩(wěn)定，可以容易地去除；另一方面，混頻器的 1/f 噪聲也隨之降低。這種結(jié)構(gòu)的問題在于需要選擇合適的中頻頻率，使最前端的帶通濾波器可以提供足夠的相對(duì)于第一本振的鏡像信號(hào)抑制。簡(jiǎn)而言之，零中頻結(jié)構(gòu)接收機(jī)的結(jié)構(gòu)較簡(jiǎn)單，對(duì)鏡像信號(hào)的抑制要求也不高，可以做到有很高的集成度。由于零中頻結(jié)構(gòu)接收機(jī)的電路單元少，且集成度高沒有片外的無源元件，功耗也隨之較小。從提高接收機(jī)整體集成度、簡(jiǎn)化模擬電路的設(shè)計(jì)、以及 減少功耗和節(jié)約成本的角度來出發(fā)，零中頻接收機(jī)不失為一種頗佳的選擇。 低中頻接收機(jī) 為了避開零中頻接收機(jī)的直流寄生失調(diào)和 1/f 噪聲的干擾，一種直接的思路就是把它們和有用的信號(hào)從頻譜上分開來，因?yàn)榱阒蓄l接收機(jī)的直流寄生失調(diào)和1/f 噪聲都存在于低頻。這時(shí)，接收到信號(hào)不再直接變頻到基帶，而是變頻到一個(gè)較低的中頻。這種接收機(jī)的結(jié)構(gòu)稱為低中頻接收機(jī)，在電路形式上，低中頻結(jié)構(gòu)與零中頻結(jié)構(gòu)基本相同，不同的一點(diǎn)是低中頻結(jié)構(gòu) [6]比零中頻結(jié)構(gòu)的中頻要稍高些，一般在通道帶寬的 1 至 2 倍的頻率處。其原理框圖如圖 所示 ，其工作過程為：天線接收的信號(hào)，經(jīng)射頻帶通濾波器濾波之后進(jìn)入到低噪聲放大器（ LNA）然后再進(jìn)入正交混頻器，產(chǎn)生兩路同相的正交的輸出信號(hào)，這兩路信號(hào)9 在分別經(jīng)過帶通濾波器后進(jìn)入 A/D 轉(zhuǎn)換器。 R FB P FL N A9 0 176。B P FB P FB a s e b a n dA D CB a s e b a n dA D CIQIQL OR F圖 低中頻結(jié)構(gòu)原理框圖 低中頻結(jié)構(gòu)與超外差式接收機(jī)相比，不同處就是不需要高頻帶通濾波器，集成度好，功耗更低 。它與零中頻結(jié)構(gòu)接收機(jī)相比，解決了零中頻結(jié)構(gòu)中存在的直流寄生失調(diào) [7]和閃爍噪聲 [8]等低頻干擾問題。因此作為集成接收機(jī)設(shè)計(jì)的可選擇結(jié)構(gòu)之一。但是，下變頻 以后的頻率從基帶變成低中頻，由于中頻較低，鏡像頻率 [9]離射頻濾波器的中心頻率不遠(yuǎn)，所以帶來了鏡像信號(hào)抑制困難和雙路信號(hào)匹配的問題。在零中頻結(jié)構(gòu)接收機(jī)中，鏡像信號(hào)其實(shí)就是信號(hào)自身，因此對(duì)鏡像抑制的要求是很低的。但是對(duì)于低中頻結(jié)構(gòu)接收機(jī)而言，鏡像信號(hào)有可能較有用的信號(hào)在能量上會(huì)高很多，需要較大的鏡像的抑制和兩路正交信號(hào)的精確的匹配，因此這就是該結(jié)構(gòu)它的缺點(diǎn)。一般的 IQ 兩路正交結(jié)構(gòu)的鏡像抑制大約只能提供到 26dB，還遠(yuǎn)遠(yuǎn)達(dá)不到要求，所以需要加以校正，或者采用更高精度的匹配的電路結(jié)構(gòu)。在采用適用的校正算法上，可以 利用 GramSchemits 重正交算法；還有導(dǎo)頻校正幅度和相位失配算法 [10]等。電路結(jié)構(gòu)的實(shí)現(xiàn)上，可以采用 IQ 平衡正交下變頻結(jié)構(gòu)。在不需要有額外的校正電路情況下，該結(jié)構(gòu)相位精度可達(dá)到176。除此之外，低中頻結(jié)構(gòu)接收機(jī)在頻點(diǎn)的選擇有一定的限制。一方面，為減小接收信號(hào)的動(dòng)態(tài)范圍，中頻的頻率是越低越好，另一方面，為了盡量降低直流失調(diào)、 l/f 噪聲干擾，中頻需要高一些，所以在兩者間需要權(quán)衡 (采取預(yù)濾波 )。對(duì)于藍(lán)牙系統(tǒng)而言，該系統(tǒng)對(duì)射頻前端的指標(biāo)要求不高，它使用的調(diào)制信號(hào)是GFSK 的，主要是低頻分量攜帶有信息，故 不適合用零中頻結(jié)構(gòu)接收機(jī)，因此適用低中頻結(jié)構(gòu)。因?yàn)榈椭蓄l接收機(jī)有比較好的集成度，能夠克服零中頻結(jié)構(gòu)接收機(jī)存在的直流寄生失調(diào)和 1/f噪聲 [11]的干擾。它適用于對(duì)鏡頻信號(hào)抑制要求不高，有用信號(hào)在中心頻率攜帶信息的場(chǎng)合。大多數(shù) 藍(lán)牙通信系統(tǒng)接收機(jī)都采用的是低中頻結(jié)構(gòu)。 10 鏡像抑制接收機(jī) 超外差式接收機(jī)可以通過外接鏡像抑制濾波器來濾除鏡像頻率干擾。鏡像抑制接收機(jī)則通過改變電路結(jié)構(gòu)來抑制超外差式接收機(jī)中的鏡像干擾?？紤]到鏡像頻率ω im 和信號(hào)頻率ω RF 分別位于本振頻率ω LO 的兩邊，采用某些 處理會(huì)對(duì)它產(chǎn)生不同的影響。鏡像抑制接收機(jī)的結(jié)構(gòu)有兩種，第一種如圖 所示，它也稱為 Hartley 結(jié)構(gòu)。 L P FL P Ftw 1sin tw 1c o s 9 0 176。I FR F 圖 Hartley 鏡像抑制接收機(jī)原理圖 在這種結(jié)構(gòu)中，兩路相互正交的本振信號(hào)與輸入的射頻信號(hào)混頻，再將其中一路相移 90176。，然后疊加，就可以得到抑制鏡像頻率的中頻信號(hào)。 這種結(jié)構(gòu)的接收機(jī)要真正做到抑制鏡像干擾的關(guān)鍵在于兩點(diǎn)。一是兩條支路必須完全一致，其中包括本振信號(hào)的幅度、混頻器增益、低通濾波器的特性必須一致。二是正交要精確，即兩 路的本振信號(hào)要精確地相差 90176。，否則鏡像頻率不可能完全抑制。 鏡像抑制接收機(jī)的另一種結(jié)構(gòu)如圖 所示，稱為 Weaver 結(jié)構(gòu)。在這種結(jié)構(gòu)中，用第二個(gè)正交混頻器代替了 90176。移相器。由于第二次混頻的中頻不是零，也就可能存在鏡像頻率干擾的問題。 L P FL P Ftw 1sin tw 1c o s tw 2cos tw 2si nR FI F 圖 Weaver 鏡像抑制接收機(jī)結(jié)構(gòu)原理圖 Hartley 和 Weaver 接收機(jī)都是鏡像接收機(jī)。由于在 Hartley 接收機(jī)中，一般采用 RC 移相網(wǎng)絡(luò)來實(shí)現(xiàn)移相 90176。，但 RC 移相網(wǎng)絡(luò)對(duì)失配很敏感，鏡像抑制的精度有 限，且大的電阻和電容也不易實(shí)現(xiàn)片上集成，所以該結(jié)很少被使用。 Weaver接收機(jī)使用兩個(gè)混頻器代替了 RC 移相網(wǎng)絡(luò) [12]。由于混頻器的匹配優(yōu)于 RC 移相網(wǎng)絡(luò)，且容易集成，所以 Weaver 接收機(jī)優(yōu)于 Hartley 接收機(jī)。 11 數(shù)字中頻接收機(jī) 為了解決中頻選擇中碰到的“靈敏度”和“選擇性”的矛盾，可以采用二次混頻方案，如果將第二次混頻和濾波數(shù)字化。這種接收機(jī)稱為數(shù)字中頻接收機(jī)。如圖 所示，第一次混頻后的信號(hào)經(jīng)放大直接進(jìn)行 A/D 變換，然后采用兩個(gè)正交的數(shù)字正弦信號(hào)做本振，采用數(shù)字相乘和濾波后得到基帶信號(hào)。 B P F B P F tw LOc os A D CM i x e rM i x e rD i g i t a ls i n es i n w tc o s w tL P FL P FR FL N AA G C 圖 數(shù)字中頻接收機(jī)結(jié)構(gòu)原理圖 采用數(shù)字混頻的優(yōu)點(diǎn)是，數(shù)字處理方法可以避免 I/Q 兩路的不一致。數(shù)字中頻接收機(jī)的設(shè)計(jì)難點(diǎn)在于對(duì) A/D 變換器的要求較高，具體體現(xiàn)在以下幾點(diǎn)： (1) I 中頻采用高中頻值，以提高鏡像頻率抗拒比（接收機(jī)抑制鏡像頻率干擾的能力）。圖中的第一第二個(gè)帶通濾波器主要完成頻帶選擇和濾除鏡像頻率。由于 I 中頻相對(duì)比較高，因此要求 A/D 變換器的速度也很高。 (2) I 中頻的信號(hào)雖然經(jīng)過了放大，但幅度仍較小，這就要求 A/D 變換器有較高的 分辨率和較小的噪聲。 (3) 如果 I 中頻的濾波器不能很好的濾除鏡像頻率干擾和其他頻率的干擾信號(hào)，為了防止由互調(diào)失真等原因引起的對(duì)有用信號(hào)的影響，要求 A/D 變換器的線性度很高。 (4) 要求 A/D 變換器有較大的動(dòng)態(tài)范圍，這是因?yàn)榻邮盏降挠杏眯盘?hào)電平可能因?yàn)閭鬏斅窂降乃ヂ?[13]和多徑效應(yīng) [14]而變化。 (5) A/D 變換器的帶寬應(yīng)和 I 中頻信號(hào)一樣。 在數(shù)字中頻接收機(jī)的結(jié)構(gòu)中，由于不需要將中頻信號(hào)變換為模擬基帶信號(hào)，避免了低頻失調(diào)和噪聲的影響。另外，接收機(jī)直接在數(shù)字域完成信號(hào)解調(diào)，可以充分發(fā)揮數(shù)字電路的功能， 處理多種調(diào)制方式的信號(hào)，靈活性很高。數(shù)字中頻接收機(jī)可以簡(jiǎn)化模擬前端電路，將數(shù)字電路向射頻電路靠攏，這是未來接收機(jī)的一個(gè)活躍的研究方向。 12 接收機(jī)的主要技術(shù)指標(biāo) 噪聲系數(shù) 一個(gè)理想的模擬前端，本身只放大天線所輸入的信號(hào)和噪聲，而不另外引入其他噪聲；但實(shí)際上，模擬前端總是要產(chǎn)生內(nèi)部噪聲的，因此在輸出的噪聲中，除了天線的熱噪聲外，還有模擬前端本身的噪聲。 噪聲系數(shù)就是一個(gè)表征模擬前端內(nèi)部噪聲大小的物理量。用 iS 表示模擬前端輸入信號(hào)功率， 功率，表示模擬前端輸入噪聲iN iN/Si 表示模擬前端輸入端的信噪比；用 0S 表示模擬前端輸出信號(hào)功率， 0N 表示模擬前端輸出噪聲功率， 00/NS表示模擬前端輸出端的信噪比。噪聲系數(shù)定義為輸入端信噪比與輸出端信噪比的比值，用公式表示為： 00//NS NSF ii? （ 21） 其中，輸入噪聲功率 iN 可以表示為： KTBNi? （ 22） 其中， k 為波爾茲曼常數(shù)， k? ? 。/1023 KJ? T 為輸入端噪聲溫度，單位為 K；B 為輸入端噪聲帶寬，單位為 Hz。 在通常情況下，噪聲系數(shù) F 因?yàn)槟M前端不是理想的，總是存在著內(nèi)部噪聲。噪聲系數(shù)表征了模擬前端內(nèi)部噪聲的大小，其值越小越好。 關(guān)于噪聲系數(shù)的幾點(diǎn)說明： 噪聲系數(shù)僅適用于模擬前端的線性部分和準(zhǔn)線性部分的電路，即混頻器以前的部分。 為了確保噪聲系數(shù)的 單值 確定性，需要規(guī)定噪聲輸入功率 iN 以天線的等效電阻 AR 在室溫 0T =290K 所產(chǎn)生的 熱噪聲 為依據(jù)標(biāo)準(zhǔn)，因此噪聲系數(shù)由模擬前端本身的參數(shù)所確定。 噪聲系數(shù)Ｆ是沒有單位的，一般用分貝表示： NF＝ 10 )(lg dBF 對(duì)于噪聲系數(shù)的概念與定義，可以推廣至任何的無源或有源的四段網(wǎng)絡(luò)。 一般說來，模擬前端是由濾波器、放大器、混頻器等器件級(jí)聯(lián)組成的，如圖 所示： F 1G 1F 2G 2F 3G 3F nG n? ?S iN iS 0N 0 圖 級(jí)聯(lián)噪聲系數(shù) 級(jí)聯(lián)噪聲系數(shù)可表示為： 13 121213121 1...11????????nn GGG FGGFGFFF ? （ 23） 其中， nF 為第 n 級(jí)的噪聲系數(shù)， nG 為第 n 級(jí)的增益。 例如，計(jì)算如圖 所示級(jí)聯(lián)系統(tǒng)的 噪聲 系數(shù)。 低 噪 聲 放 大 器 混 頻 器 中 放 濾 波230AAF dBG dB?? 8ML dB?220IFIFF dBG dB?? 圖 級(jí)聯(lián)的噪聲系數(shù)的計(jì)算 插入損耗系數(shù) ML 可以看成器件的負(fù)增益值和噪聲系數(shù)，即 MG =8dB，.8dBFM ? 首先，求圖 中各器件對(duì)數(shù)值指標(biāo)所對(duì)應(yīng)的倍數(shù)，即得到 ?AF ，1000?AG ， ?MF ， ?MG ， ?IFF ， 100?IFG 。將這些倍數(shù)值帶入式 23，我們就可以計(jì)算出級(jí)聯(lián)的噪聲系數(shù)。 11M IFAA A MFFFF G G G??? ? ? =+（ ）