【文章內容簡介】 次諧波。 線電壓控制 PWM 前面所介紹的各種 PWM 控制方法用于三相逆變電路時，都是對三相輸出相電壓分別進行控制的，使其輸出接近正弦波，但是，對于像三相異步電動機這樣的三相無中線對稱負載，逆變器輸出不必追求相電壓接近正弦，而可著眼于使線電壓趨于正弦。因此，提出了線電壓控制 PWM，主要有以下兩種方法。 馬鞍形波與三角 波比較法 馬鞍形波與三角波比較法也就是諧波注入 PWM 方式 (HIPWM)，其原理是在正弦波中加入一定比例的三次諧波，調制信號便呈現(xiàn)出馬鞍形，而且幅值明顯降低，于是在調制信號的幅值不超過載波幅值的情況下，可以使基波幅值超過三角波幅值，提高了直流電壓利用率。在三相無中線系統(tǒng)中，由于三次諧波電流無通路，所以三個線電壓和線電流中均不含三次諧波。除了可以注入三次諧波以外，還可以注入其他 3 倍頻于正弦波信號的其他波形，這些信號都不會影響線電壓。這是因為，經(jīng)過 PWM 調制后逆變電路輸出的相電壓也必然包含相應的 3 倍頻于正弦波信號 的諧波，但在合成線電壓時，各相電壓中的這些諧波將互相抵消，從而使線電壓仍為正弦波。 單元脈寬調制法 因為，三相對稱線電壓有 Uuv+Uvw+Uwu=0 的關系，所以，某一線電壓任何時刻都等于另外兩個線電壓負值之和?，F(xiàn)在把一個周期等分為 6 個區(qū)間，每區(qū)間60176。，對于某一線電壓例如 Uuv，半個周期兩邊 60176。區(qū)間用 Uuv 本身表示，中間 60176。區(qū)間用 (Uvw+Uwu)表示，當將 Uvw和 Uwu 作同樣處理時，就可以得到三相線電壓波形只有半周內兩邊 60176。區(qū)間的兩種波形形狀，并且有正有負。把這樣的電壓波形作為脈寬調 制的參考信號，載波仍用三角波，并把各區(qū)間的曲線用直線近似 (實踐表明，這樣做引起的誤差不大，完全可行 )，就可以得到線電壓的脈沖波形，該波形是完全對稱，且規(guī)律性很強，負半周是正半周相應脈沖列的反相，因此， 只要半個周期兩邊 60176。區(qū)間的脈沖列一經(jīng)確定，線電壓的調制脈沖波形就唯一 的確定了。這個脈沖并不是開關器件的驅動脈沖信號，但由于已知三相線電壓的脈沖工作模式，就可以確定開關器件的驅動脈沖信號了。 該方法不僅能抑制較多的低次諧波，還可減小開關損耗和加寬線性控制區(qū)，同時還能帶來用微機控制的方便，但該方法只適用于異步電 動機，應用范圍較小。 電流控制 PWM 電流控制 PWM 的基本思想是把希望輸出的電流波形作為指令信號，把實際的電流波形作為反饋信號，通過兩者瞬時值的比較來決定各開關器件的通斷，使實際輸出隨指令信號的改變而改變。其實現(xiàn)方案主要有以下 3 種。 滯環(huán)比較法 這是一種帶反饋的 PWM 控制方式，即每相電流反饋回來與電流給定值經(jīng) 過滯環(huán)比較器，得出 的 相應橋臂開關器件的開關狀態(tài)，使得實際電流跟蹤給定電流的變化。該方法的優(yōu)點是電路簡單，動態(tài)性能好，輸出電壓不含特定頻率的諧波分量。其缺點是開關頻率不固定造成 較為嚴重的噪音，和其他方法相比，在同一開關頻率下輸出電流中所含的諧波較多。 三角波比較法 該方法與 SPWM 法中的三角波比較方式不同，這里是把指令電流與實際輸出電流進行比較，求出偏差電流，通過放大器放大后再和三角波進行比較，產(chǎn)生PWM 波。此時開關頻率一定，因而克服了滯環(huán)比較法頻率不固定的缺點。但是，這種方式電流響應不如滯環(huán)比較法快。 預測電流控制法 預測電流控制是在每個調節(jié)周期開始時，根據(jù)實際電流誤差，負載參數(shù)及其它負載變量，來預測電流誤差矢量趨勢，因此，下一個調節(jié)周期由 PWM 產(chǎn)生的電壓矢量必將減小所預測的誤差。該方法的優(yōu)點是，若給調節(jié)器除誤差外更多的信息，則可獲得比較快速、準確的響應。目前，這類調節(jié)器的局限性是響應速度及過程模型系數(shù)參數(shù)的準確性。 空間電壓矢量控制 PWM 空間電壓矢量控制 PWM(SVPWM)也叫磁通正弦 PWM 法。它以三相波形整體生成效果為前提，以逼近電機氣隙的理想圓形旋轉磁場軌跡為目的，用逆變器不同的開關模式所產(chǎn)生的實際磁通去逼近基準圓磁通，由它們的比較結果決定逆變器的開關，形成 PWM 波形。此法從電動機的角度出發(fā)，把逆變器和電機看作一個整體，以內切多邊 形逼近圓的方式進行控制，使電機獲得幅值恒定的圓形磁場 (正弦磁通 )。 具體方法又分為磁通開環(huán)式和磁通閉環(huán)式。磁通開環(huán)法用兩個非零矢量和一個零矢量合成一個等效的電壓矢量，若采樣時間足夠小，可合成任意電壓矢量。此法輸出電壓比正弦波調制時提高 15%，諧波電流有效值之和接近最小。磁通閉環(huán)式引入磁通反饋，控制磁通的大小和變化的速度。在比較估算磁通和給定磁通后，根據(jù)誤差決定產(chǎn)生下一個電壓矢量，形成 PWM 波形。這種方法克服了磁通開環(huán)法的不足，解決了電機低速時，定子電阻影響大的問題，減小了電機的脈動和噪音。但由于未引入轉矩 的調節(jié)，系統(tǒng)性能沒有得到根本性的改善。 矢量控制 PWM 矢量控制也稱磁場定向控制，其原理是將異步電動機在三相坐標系下的定子電流 Ia， Ib 及 Ic，通過三相 /二相變換，等效成兩相靜止坐標系下的交流電流 Ia1及 Ib1，再通過按轉子磁場定向旋轉變換，等效成同步旋轉坐標系下的直流電流Im1及 It1(Im1 相當于直流電動機的勵磁電流； It1相當于與轉矩成正比的電樞電流 )，然后模仿對直流電動機的控制方法，實現(xiàn)對交流電動機的控制。其實質是將交流電動機等效為直流電動機，分別對速度、磁場兩個分量進行獨立控制。通過控 制轉子磁鏈，然后分解定子電流而獲得轉矩和磁場兩個分量，經(jīng)坐標變換，實現(xiàn)正交或解耦控制。 但是，由于轉子磁鏈難以準確觀測，以及矢量變換的復雜性，使得實際控制效果往往難以達到理論分析的效果，這是矢量控制技術在實踐上的不足。此外 ，它必須直接或間接地得到轉子磁鏈在空間上的位置才能實現(xiàn)定子電流解耦控制，在這種矢量控制系統(tǒng)中需要配置轉子位置或速度傳感器，這顯然給許多應用場合帶來不便。 直接轉矩控制 PWM 直接轉矩控制與矢量控制不同，它不是通過控制電流、磁鏈等量來間接控制轉矩，而是把轉矩直接作為被控量來控制， 它也不需要解耦電機模型，而是在靜止的坐標系中計算電機磁通和轉矩的實際值，然后，經(jīng)磁鏈和轉矩的 BandBand控制產(chǎn)生 PWM 信號對逆變器的開關狀態(tài)進行最佳控制，從而在很大程度上解決了上述矢量控制的不足，能方便地實現(xiàn)無速度傳感器化，有很快的轉矩響應速度和很高的速度及轉矩控制精度，并以新穎的控制思想、簡潔明了的系統(tǒng)結構、優(yōu)良的動靜態(tài)性能得到了迅速發(fā)展 。 但直接轉矩控制也存在缺點，如逆變器開關頻率的提高有限制。 非線性控制 PWM 單周控制法又稱積分復位控制 (Integration Reset Control， 簡稱 IRC)，是一種新型非線性控制技術，其基本思想是控制開關占空比，在每個周期使開關變量的平均值與控制參考電壓相等或成一定比例。該技術同時具有調制和控制的雙重性，通過復位開關、積分器、觸發(fā)電路、比較器達到跟蹤指令信號的目的。單周控制器由控制器、比較器、積分器及時鐘組成，其中控制器可以是 RS 觸發(fā)器 。單周控制在控制電路中不需要誤差綜合 ,它能在一個周期內自動消除穩(wěn)態(tài)、瞬態(tài)誤差，使前一周期的誤差不會帶到下一周期。雖然硬件電路較復雜，但其克服了傳統(tǒng)的 PWM 控制方法的不足，適用于各種脈寬調制軟開關逆變器，具有反應 快、開關頻率恒定、魯棒性強等優(yōu)點 。 第 四 章 系統(tǒng)的硬件設計 變頻調速技術是近 20年內發(fā)展起來的一門新技術。隨著電力電子技術的日益發(fā)展和 PWM控制技術的成熟 , 利用電機的轉速和輸入電源的頻率是線性關系這一原理 , 將 50Hz 的交流電通過整流和逆變轉換為頻率可調的電源 , 供給異步電動機 ,實現(xiàn)調速的目的。利用單片機組成的變頻調速控制器可以實現(xiàn)從低頻 (1～2Hz) 起動到 50Hz ,可以消除以往工頻 50Hz 直接起動對電機的沖擊 , 延長電機的使用壽命 ,同時由于變頻器的輸出電壓可以自適應調節(jié) , 使負載 電機可以工作在額定電壓以下 ,不僅節(jié)能且可延長電機的使用壽命。 系統(tǒng)工作原理 交流變頻調速系統(tǒng)原理框圖如圖 所示，從結構上主要分為控制部分和執(zhí)行部分。單片機、時鐘電路、通訊接口、鍵盤與顯示電路、光電耦合、 IPM 逆變器、整流模塊、轉速檢測和故障檢測、報警電路等組成。執(zhí)行部分為三相異步交流電動機。 圖 基于 8051 的變頻調速系統(tǒng)原理方框圖 系統(tǒng)的工作原理為 ： 電機的轉速由轉速傳感器轉換成矩形脈沖信號，經(jīng)光電隔離 后進入單片機計數(shù)器，由計數(shù)器值獲得電機的實際轉速，與設定轉速比較，人機接口電路 光電隔 離 相電流檢測測 轉速檢測 計算機 8051 整流電路 檢測電路 濾 波 電 路 逆變及驅動電路 M 經(jīng) FuzzyPID 控制 器調節(jié)后，單片機產(chǎn)生的 PWM 波經(jīng) 6N137 線性光耦進行電氣隔離后作用于逆變模塊 IPM（ intelligent power module），實現(xiàn)電機的閉環(huán)變頻調速。霍爾電流、電壓傳感器將檢測到的逆變模塊的三相輸出電流、電壓信號，經(jīng)采樣保持后進入單片機，完成 A/D 轉換后，由 CPU 進行處理。逆變模塊工作時所需要的 直流電壓信號由整流電路對 380V 電源進行全橋整流得到。 基于 8051 的變頻調速系統(tǒng)的總體設計方案方框圖如圖 所示。本系統(tǒng)采用 TI 公司的 TMS320LF2407A 為控制核心，逆變驅動電路芯片采用美國國際整流公司的 IR2I32。主要由主電路（整流電路、逆變和逆變驅動電路、檢測電路、濾波電路）、光電隔離電路、過壓保護電路、 8051 控制電路和人機接口電路組成。 SPWM 技術原理 SPWM 技術的基本原理是利用一個三角波載波和一個正弦波進行比較，得到一個寬度按正弦規(guī)律變化的脈沖序列，用它們來驅動逆變器 開關管的開關轉換。由微控制器來實現(xiàn) SPWM 波形的方法有表格法、隨時計算法和實時計算法，但前兩種無實時處理能力。采用實時計算法要有數(shù)學模型，其中一種較為常用的是采樣型 SPWM 法，它分為自然采樣法、對稱規(guī)則采樣法和不對稱規(guī)則采樣法。典型的單 極性對稱規(guī)則采樣法， 在三角波的峰值時刻采樣正弦調制 波并將采樣值保持，分別取保持值和三角波交點作為脈沖寬度時間。 若 Ts 為三角波的周期，同時也是采樣周期； Ur 為三角波的高，正弦波為 Ucsinωt。根據(jù)三角形相似關系，得到rcT U wtUtSsin2on ? 所以 ， wtMTt son ? ， 其中 ， M=Uc/Ur 為調制比 ， t 為采樣點（這里為頂點采樣）的時刻。則脈沖寬度為 wtMTT SPM sin? ， 采樣點時刻 t只與載波比 N 有關。 在對稱規(guī)則采樣情況下，只要知道采樣點時刻 t 就可以確定這個采樣周期內的脈沖寬度 TPM和時間間隔 Toff，從而可以計算出 SPWM波形高、低脈沖的寬度。 C8051 實現(xiàn) SPWM 波形的原理及算法 (1) C8051F 系列單片機 PCA 簡介 C8051F 系列單片機都具有一個可編程計數(shù)器陣列 PCA，以 C8051F040 為例，PCA 包含 1 個專用的 16 位計數(shù)器 /定時器和 6 個 16 位捕捉 /比較模塊，可以輸出 6 路 PWM 波形。如圖 2 所示， 16 位 PCA 專用計數(shù)器 /定時器的時基信號可有多種選擇，可通過配置相關的系統(tǒng)控制器的特殊功能寄存器 （ SFR） 來實現(xiàn)。每個捕捉 /比較模塊有自己的 I/O 線 CEXn，可通過配制交叉開關寄存器 （ XBR0） 將每個模塊的 I/O 線連接到端口 I/O；每個模塊都可配制為獨立工作，有四種工作方式：邊沿觸發(fā)捕捉、軟件定時器、高速輸出或脈寬調制器。本文中，產(chǎn)生頻率可變的 SPWM 波形是使用了捕捉 /比較模塊的高速輸出工作方式， 其原理如下： 當 PCA 的 16 位計數(shù)器 /定時器 PCA0H（高 8 位）和 PCA0L（低 8 位）與16 位捕捉 /比較模塊寄存器 PCA0CPHn（高 8 位）和 PCA0CPLn（低 8 位）發(fā)生匹配時，模塊的 CEXn 引腳上的邏輯電平將發(fā)生跳變，并產(chǎn)生一個中斷請求，即將控制寄存器 PCA0CN 中相應的 CCFn 位置位，當 CCF 中斷被允許時， CPU 將轉向 CCF 中斷服務程序。如果將相應模塊的 I/O 線 CEXn 連接到端口 I/O，單片機相應端口輸出電平即發(fā)生變化，這就可實現(xiàn) PWM 脈沖的高、低電平輸出。置位 PCA0CPMn 寄存器中的 TOGn、 MATn、 ECOMn 和 ECCFn 位，將允許高速輸出方式，同時允許 CCF 中斷。 (2) SPWM 波形生成方法 利用 C8051 的 PCA 計數(shù)器產(chǎn)生 SPWM 波形的基本原理是：在高速輸出并且允許 CCF 中斷方式下，不斷在 CCF 中斷服務程序中將事先計算好的 SPWM 波形的脈沖寬度累加到捕捉 /比較模塊寄存器 PCA0CPn（高 8 位 PCA0CPHn 和低 8位 PCA0CPLn）中，這樣在捕捉 /比較模塊寄存器和計數(shù)器 /定時器相匹配時就得到相應的 SPWM 波形不斷交替的高低電平。 如果選用捕捉 /比較模塊 0 輸出此路 SPWM，則首先將 l0 裝入