【文章內(nèi)容簡介】 加有兩倍的電源電壓 2VI。當基極激勵信號消失時，一對開關(guān)晶體管均截止，其集電極施加電壓均均為 2VI。當下半個周期， VT 2 激勵導通， VT1 截止，基極激勵信號消失，一對開關(guān)晶體管又都均截止， VCE1和 VCE2 均為 VI。下一個周期五復上述過程。在品體管導通過程中，集電極電流除負載電流 13 成分外，還包含有輸出電容器的充電電流和高頻變壓器的勵磁電流，它們均隨導通脈沖寬度的增加而線性上升。在開關(guān)的暫態(tài)過程中，由于高頻變壓器次級側(cè)開關(guān)整流二極管反向恢復時間內(nèi)所造成的短路以及為了抑制集電極電壓尖峰而設置的 RC 吸收網(wǎng)絡的作用，當開關(guān)管導通時，將會有尖峰沖擊電流；在關(guān)斷瞬間，由于高頻變壓器漏感的作用，在集電極會產(chǎn)生電壓尖峰 。 推挽式轉(zhuǎn)換電路的輸出電壓 V0＝ 2NDVI，式中， N 為變壓器的匝比，D 為晶體管的占空比，其優(yōu)點是：轉(zhuǎn)換效率高；經(jīng)濟實用；變壓器的利用率高；輸入輸出間隔離；晶體管加相同電壓，控制電路直接對其激勵，不需要驅(qū)動變壓器。不足之處是：需要一對開關(guān)晶體管；晶體管的耐壓需要是輸入電壓的 2 倍；直流分量加到變壓器上，使其磁心易飽和。 全橋式功率轉(zhuǎn)換電路 工作原理是：當一組開關(guān)晶體管（例如 VT VT4） )尋通時，截止晶體管 (VT VT 3)上加的電壓即為輸入電壓 VI。當所有的晶體管截止時，同臂上的兩只開關(guān)晶體管 共同承受輸入電壓即 VI/2。由高頻變壓器漏感引起的電壓尖峰，當其超過輸入電壓時，反向并接在開關(guān)晶體管的集射之間的告訴續(xù)流二極管便導通，集電極電壓被鉗位在輸入電壓上。 由此可見，全橋式電路開關(guān)晶體管穩(wěn)態(tài)時其最高加的電壓即為輸入電壓，暫態(tài)過程的尖峰電壓亦被鉗位在 VI，比推挽式電路低一半，晶體管可選用耐壓低的元件；而且，鉗位二極管將漏感儲能量饋送給輸入電源，有利于提高效率，并可獲得大功率輸出，可大于 750W。缺點是：使用 4只開關(guān)晶體管，需要 4 組彼此隔離的基極驅(qū)動電路，電路復雜，元器件多。 半橋式功率轉(zhuǎn) 換電路 工作原理簡介如下：當一對開關(guān)晶體管管截止時，若電容 C01和 C02的容量相等而且電路對稱，則電容中點 A 的電壓為輸入電壓的 — 半，即為 VC01=VC02=VI/2。當 VT 1被激勵導通時，電容 C01將通過 VT1，和變壓器 T1的初級繞組 N1放電，同時，電容 C02則通過輸入電源、 VT1和 VI的 14 初級繞組 Nl充電、中點 A 的電位在充放電過程中將按指數(shù)規(guī)律下降。在VTl導通終了時， VA 將下降至 VI/2— ? VI；接著是一對晶體管都截止的期間，此時， VCE1=VC01， VCE2=VC02都接近輸入電源電壓的一半；當 VT2激勵導通時，電容 C01將被充電，電容 C02將放電，中點 A 電位在 VT2導通終了時將增至 VI/2+? VI，即中點 A 的電位在開關(guān)過程中將在 VI/2 的電位上以177。 ? VI的幅度作指數(shù)變化。 當一個晶體管導通時，截止晶體管上加的電壓約為等于輸入電壓，晶體管由導通轉(zhuǎn)為截止的過程中，漏感引起的尖峰電壓被二極管鉗位，因此，開關(guān)管上承受的最高電壓不超過電源電壓。而且，晶體管的數(shù)量只是全橋式的一半，這是 其優(yōu)點。但要得全橋和推挽式電路相同的輸出功率，開關(guān)晶體管必須流經(jīng)兩倍的電流，因此，一般適宜獲得中等功率輸出。然而半橋式電路具有抗不平衡能力。為此，獲得其廣泛應用。 正向激勵功率轉(zhuǎn)換電路 加在變壓器上電壓是振幅等于輸入電壓 VI，寬度為開關(guān)導通時間 TON沖波形。變壓器次級側(cè)電壓經(jīng)過極管整流變?yōu)橹绷?。正激變換器的優(yōu)點： (1)正激變換器的銅損較低。因為使用無氣隙的鐵芯，電感值較高，原邊與副邊的峰值電流較小。因此，銅損較小。在多數(shù)情況下，減小程度不足以允許使用小一級尺寸的鐵芯，但會使變壓器的溫度稍為 降低一些。 (2)副邊紋波電流明顯衰減。因為，在一定輸出負載時，輸出電感器和續(xù)流二極管的存在使得儲能電容電流保持在較小的數(shù)值上。正激變換器的能量儲存于輸出電感器是有利于負載的，儲能電容可以取得很小，因它只用來協(xié)助降低輸出紋波電壓。而且相對反激變換器而言，電容上通過紋波電流定額值要求小一些。 (3)如果加假負載，則效率會在同等功率輸出下，正激變換器集電極峰值電流小得多，開關(guān)管 Tr 的峰值電流較低。理由同 (1)。 (4)因為紋被電流小，紋被電壓小。 15 反向激勵功率轉(zhuǎn)換電路 工作原理簡介如下：在晶體管 VT 1 導通期間，變壓器 T1 的初級繞組N1中電流線性增長 (VI=Ldi/dt )，繞組電感中存儲能量 (1／ 2Li2)，此時， T1的次級側(cè)的二極管 VD1 阻斷電流流通；在晶體管 VT 1 截止期間，電感中存儲的能量通過二極管 VD1 釋放給負載：反激變換器雖然不需要電感，但有開關(guān)管 (包括原邊和副邊繞組 )和濾波電容紋波電流大的不足；缺點是晶體管的尖峰電流較大，需要較大的濾波電容等。此電路適用于輸出功率為 200W 的電源。 單端正激變換器主回路如圖 34 所示。它是在 Buck 電路的開關(guān) S 與續(xù)流二極管 D 之間加 入單端變壓隔離器而得到的。 CD2D1D3T1T R A N S 1P1RLP2TTI G B T 圖 33 單端正激變換電路原理圖 由于正激式變換器的隔離元件 T1 純粹是個變壓器，因此在輸出端需附加一個電感器 L 作為能量的儲藏及傳送元件。電路中必有一個續(xù)流二極管，同時也要注意到變壓器原邊和副邊線圈具有相同的同銘端。由于是正激工作方式，副邊有電感器，折算至原邊電感量較大。一般電感量越大越好，使得 IP較小。變壓器 T1的另一個繞組 P2與二極管 Dl串聯(lián)后接至 Vs。這個繞組主要起去磁復位的作用。 工作原理 在 Tr導通時，在原邊繞組接向電源 Vs，同一時間內(nèi)，副邊繞組把能量傳遞到 輸出端。當 Tr 關(guān)斷時，續(xù)流二極管 D3和儲能元件 L構(gòu)成放能的 16 回路，繼續(xù)對負載電阻 R0供能。 當晶體管 TT 導通時，設副邊電壓為 Vs’，則電感 L 內(nèi)的電流將直線增加，如下式所示： L VVdtdi SL 039。 ?? （ 32） 當晶體管 Tr 關(guān)斷時，由于反激作用，電感上電壓反向， D3導通，構(gòu)成續(xù)流回路，而電感上的電壓等于輸出電壓 Vo(忽略二極管壓降 )， L 上電流 iL的衰減由下式定義： LVdtdiL 0?? （ 33） 由上式可知，電感 L 的大小，只是影響 diL/dt, 或者說，影響電流的峰 — 峰值。電流平均值應與輸出電流 I0相等。 正激變換器輸出電壓的大小取決于變壓器的匝比和晶體管 Tr 的導通占空比 —— 導通時間與周期的比，即導通占空比： SSp ons VTn tnV ?0 （ 34） 式中psnn —— 副邊與原邊的匝比 SonTt —— 導通時間與周期的比，即導通占空比 SV —— 原邊繞組施加的電源電壓（ V）。 當輸入電壓及占空比固定時，輸出電壓與負載電流無關(guān)。因此，這個電路結(jié)構(gòu)提供了特有的低輸出阻抗的特點。 能量再生線圈 P2的工作原理 在 Tr 導通時，變壓器接受的能量除磁化電流外都傳遞到輸出端。在Tr 關(guān)斷，反激作用期間，輸出二極管 Dl反偏而不可能有鉗位作用或能量 17 泄放的回路。磁化能量將引起較大反壓加在 Tr 的集一射極之間。為防止高反壓的出現(xiàn)，設置“能量再生線圈” P2，經(jīng)二極管 D1，使儲存的能量運送回電源 VS中。只要有 21 PP NN ? 的關(guān)系， D3上流過電流時， SP VV ?2 ，Tr上承受的集 — 射極電壓為 2Vs。 為了避免在 P1和 P2間存在的漏電感過大和因此產(chǎn)生的在晶體管集電極的電壓過高，一般采用原邊繞組 P1與能量再生線圈 P2雙線并繞的方法。 多路輸出的設計 只要增加變壓器的副繞組、電感器和二極管就可以得到多路直流電壓輸出。每個繞組將遵循正、反向伏秒值相等的原則。倘若負載在合理范圍變化時 ,如果主輸出電壓不變，輔助輸出也將不變。若某一輸出負載降到電感臨界電流以下，這線路 的輸出電壓將上升。最后，在負載為零時它將等于變壓器副邊峰值電壓。 由于正激變換器負載電流低于臨界電流時輸出電壓升高，因此，應使最小負載電流仍在電感臨界電流值之上。若有負載為的情況時，則只能加固定電阻作為假負載，以求得電壓的穩(wěn)定。 三路輸出分別為： 15V， 4A； 12V， 3A； 5V， 2A。 變壓器設計 設計方法有多種，可根據(jù)情況選擇。一般從計算原邊圈數(shù)開始，按最大占空比和正常的直流電壓 VS來計算原邊線圈。 按上述方法設計的理由是，副邊繞組都有一個電感器，當有突變負載時，輸出電流的變化率受到限制。為 了補償這個缺陷，控制線路應能把占空比調(diào)到最大。在這種瞬變條件下，高的原邊電壓和最大導通脈寬同時加上，盡管時間很短，如果變壓器設計沒有考慮這種情況，也會引起磁飽和。 控制電路設計為：在最大輸入電壓時，限制控制電路的脈寬和變化的速率，這樣可防止兩個參數(shù)同時在最大值。 能量再生繞組的必要性，說明正激變換器的鐵芯有殘存能量是不好 18 的。為了確保磁通在反激期間恢復到低的剩磁水平，并考慮偶而出現(xiàn)的較大磁密不致出現(xiàn)磁芯飽和，加一很小氣隙是很有必要的。 （ 1）根據(jù)輸出功率選擇鐵心： 三路輸出分別為： 15V， 4A； 12V， 3A； 5V， 2A。 輸出功率為： WP 1 0 6253124150 ??????? 若考慮 6%的余量則： WP ??? 選擇一個傳遞功率為 115W 的鐵心， SB— 9C的 EER— 40，其有效橫截面積為 ,磁感應強度 B=220mT （ 2） 計算原邊的繞組 周期： SfT S ? 11 3 ???? 最大導通占空比 D= 時： STt SON ? ?? 則最小原邊匝數(shù)為： ( m in) ??????? CONSP AB tVN 取 93 匝。 （ 3）計算 副邊的繞組匝數(shù) 若考慮市電 220V 以下波動的情況，設向下波動 20%則： VVV SS 80%801 0 0%)201(m in ?????? 15V的副邊匝數(shù)為： i n15)15( ?? ???? ??? ONS POs tV TnVn 19 取 35 匝。 12V的副邊匝數(shù)為： i n12)12( ?? ???? ??? ONS POs tV TnVn 取 28匝。 5V的副邊匝數(shù)為： in5)5( ?? ???? ??? ONS POs tV TnVn 取 12 匝。 電感的參數(shù)計算 L 的最小值一般由所需維 持最小負載電流的要求來決定。電感 L 中的電流分連續(xù)和不連續(xù)兩種丁作情況。不論何種情況．只要輸入、輸出電壓保持不變，電流波形的斜率不會因負載電流的減小而改變。如果負載電流ID 逐步降低，在 L 中的波動電流最小值剛好為 0 時，臨界負載電流 Ioc等于平均波動電流，或電流峰一峰值的一半，即： 2 )( PPLOC II ?? （ 35） 即定義為臨界情況。這當 IoIoc 時， iL將進入電流不連續(xù)狀況。否則，為連續(xù)狀況。在臨界點上下，傳遞函數(shù)是突然改變的。當高于臨界電流時 ，輸出電壓與負載電流變動無關(guān)。當?shù)陀谂R界電流時 (不連續(xù)工作狀況 )，研究表明為達到穩(wěn)壓效果，占空比調(diào)節(jié)量由負載變量和輸入電壓變量共同決定。 L 值的另一限制因素將出現(xiàn)在應用于多輸出電壓的情況。因為控制環(huán)只與一個相關(guān)的輸出端閉環(huán)，當此輸出端電流低于臨界值時，占空比將減少以保持此輸出端輸出電壓不變。對于其它輔助輸出端，假定其所帶的是恒定負載，在上述占空比下降的情況下，其電壓也下降。很明顯，這不是我們所希望的。因此，在多輸出電壓時，為了保持輔助輸出電壓不變， L 20 值應大于所需最小值。也就是，如果輔助電壓要保持在一定的波動 范圍內(nèi)，則主輸出的電感必須一直超 過臨界值，即一直在連續(xù)狀態(tài)。 電感的最大值通常受效率、體積、造價的限制。帶直流電