【正文】 故而反饋繞組匝數(shù)的 選取及其纏繞是非常重要的，一般可按 13～15V設(shè)計，使 UC3842 正常工作時， 7 腳的電壓維持 在 13V左右。比如，由于電源電壓變化或負(fù)載變化而引起輸出電壓降低時，反饋線圈的輸出電壓則會變低，從而使 2 端電壓變低，則脈寬調(diào)制器會相應(yīng)的增大輸出PWM 波形的占空比，使大功率晶體管導(dǎo)通的時間變長；反之，當(dāng)電源電壓變化或負(fù)載變化而引起輸出電壓升高時，則脈寬調(diào)制器會相應(yīng) 的減小PWM 輸出脈沖波形的占空比，使大功率晶體管導(dǎo)通的時間變短，從而維持輸出電壓為一恒定值。根據(jù)同名端標(biāo)識情況，此時變壓器各路副邊沒有能量輸出。相加模式控制中的 Vi注入信號容易用于電源并聯(lián)時的均流控制。峰值電流模式控制的開關(guān)電源容易在開機啟動及電壓或負(fù)載突然較大變化時發(fā)生振蕩。功率級是由電流內(nèi)環(huán)控制的電流源，而電壓外環(huán)控制此功率級電流源。主要用于單端及推挽電路。對輸出電壓的控制是閉環(huán)控制。電壓模式控制只有一個電壓反饋閉環(huán)，采用脈沖寬度調(diào)制法，即將電壓誤差放大器采樣放大的慢變化的直流信號與恒定頻率的三角波上斜波相比較，通過脈沖寬度調(diào)制原理，得到當(dāng)時的脈沖寬度 。因此，在多輸出電壓時，為了保持輔助輸出電壓不變， L 20 值應(yīng)大于所需最小值。 （ 3）計算 副邊的繞組匝數(shù) 若考慮市電 220V 以下波動的情況，設(shè)向下波動 20%則： VVV SS 80%801 0 0%)201(m in ?????? 15V的副邊匝數(shù)為： i n15)15( ?? ???? ??? ONS POs tV TnVn 19 取 35 匝。倘若負(fù)載在合理范圍變化時 ,如果主輸出電壓不變，輔助輸出也將不變。 工作原理 在 Tr導(dǎo)通時，在原邊繞組接向電源 Vs，同一時間內(nèi)，副邊繞組把能量傳遞到 輸出端。因為，在一定輸出負(fù)載時，輸出電感器和續(xù)流二極管的存在使得儲能電容電流保持在較小的數(shù)值上。 半橋式功率轉(zhuǎn) 換電路 工作原理簡介如下：當(dāng)一對開關(guān)晶體管管截止時，若電容 C01和 C02的容量相等而且電路對稱，則電容中點 A 的電壓為輸入電壓的 — 半，即為 VC01=VC02=VI/2。 PWM 變換器由功率開關(guān)管、整流二極管及濾波電路等元件組成。把電阻短路，減小了電阻損耗。為此，從滿載到空載變動時，整流輸出電壓變動較大，空載時有可能進(jìn)入間歇開關(guān)領(lǐng)域。 開關(guān)電源高頻化是其發(fā)展的方向，高頻化使開關(guān)電源小 型化，并使開關(guān)電源進(jìn)入更廣泛的應(yīng)用領(lǐng)域，特別是在高新技術(shù)領(lǐng)域的應(yīng)用，推動了高新技術(shù)產(chǎn)品的小型化、輕便化。 附錄 2：元器件清單 錯誤 !未定義書簽。 1 1 概述 電子設(shè)備都離不開可靠的電源，進(jìn)入 80 年代計算機電源全面實現(xiàn)了開關(guān)電源化，率先完成計算機的電源換代，進(jìn)入 90 年代開關(guān)電源相繼進(jìn)入各種電子、電器設(shè)備領(lǐng)域，程控交換機、通訊、電子檢測設(shè)備電源、控制設(shè)備電源等都已廣泛地使用了開關(guān)電源，更促進(jìn)了開關(guān)電源技術(shù)的迅速發(fā)展。 近年 ,有些公司把開關(guān)器件的驅(qū)動保護電路也裝到功率模塊中去 ,構(gòu)成了“智能化”功率模塊 (IPM),這樣縮小了整機的體積 ,方便了整機設(shè)計和制造。 (2)開關(guān)電源的特點是效率高而體積小，若使用扼流圈時，為提高負(fù)載調(diào)整率需要接入扼流圈以及阻尼電阻。這種方法適用于中等容量的開關(guān)電源。 對 PWM變換器，加在開關(guān)管 S 兩端的電壓 us 通過 S 的電流 is 近似為方波，如圖 33所示 圖 32 PWM 變換器的工作波形 占空比 D 定義為： of fononon TT TTTD ??? （ 3－ 1） 功率轉(zhuǎn)換電路的選擇 PWM 型穩(wěn)壓電源功率轉(zhuǎn)換電路有挽推、全橋、半橋以及單端反激、單端正激等。當(dāng) VT 1被激勵導(dǎo)通時，電容 C01將通過 VT1，和變壓器 T1的初級繞組 N1放電，同時，電容 C02則通過輸入電源、 VT1和 VI的 14 初級繞組 Nl充電、中點 A 的電位在充放電過程中將按指數(shù)規(guī)律下降。正激變換器的能量儲存于輸出電感器是有利于負(fù)載的，儲能電容可以取得很小，因它只用來協(xié)助降低輸出紋波電壓。當(dāng) Tr 關(guān)斷時，續(xù)流二極管 D3和儲能元件 L構(gòu)成放能的 16 回路，繼續(xù)對負(fù)載電阻 R0供能。若某一輸出負(fù)載降到電感臨界電流以下，這線路 的輸出電壓將上升。 12V的副邊匝數(shù)為： i n12)12( ?? ???? ??? ONS POs tV TnVn 取 28匝。也就是，如果輔助電壓要保持在一定的波動 范圍內(nèi)，則主輸出的電感必須一直超 過臨界值，即一直在連續(xù)狀態(tài)。 電壓模式控制的優(yōu)點： ① PWM三角波幅 值較大，脈沖寬度調(diào)節(jié)時具有較好的抗噪聲裕量。因而，這 是一個有開環(huán)和閉環(huán)構(gòu)成的雙環(huán)控制系統(tǒng)。近年來，由于大占空比時所必需的同步不失真斜坡補償技術(shù)實現(xiàn)上的難度及抗噪聲性能差，電流模式控制面臨著改善性能后的電壓模式控制的挑戰(zhàn)。在該雙環(huán)控制中，電流內(nèi)環(huán)只負(fù)責(zé)輸出電感的動態(tài)變化，因而電壓外環(huán)僅需控制輸出電容，不必控制 LC 儲能電路。 滯環(huán)電流模式控制 滯 環(huán)電流模式控制 PWM(Hysteretic Currentmode control PWM)為變頻調(diào)制，也可以為定頻調(diào)制。缺點是：需要精心處理電流、電壓取樣時的高頻噪聲抑制。當(dāng) 6 腳輸出的高電平脈沖結(jié)束時，場效應(yīng)管截止，根據(jù)楞次定律，變壓器原邊為維持電流不變，產(chǎn)生下正上負(fù)的感生電動勢，此時副邊各路二極管導(dǎo)通，向外提 28 供能量。 UC3842 為固定工作頻率脈寬調(diào)制方式，輸出電壓或負(fù)載變化時僅調(diào)整占空比，控制場效應(yīng)管的導(dǎo)通時間。 31 結(jié)束語 UC3842 是一種性能優(yōu)良的電流控制型脈寬調(diào)制器。另外，根據(jù)筆者的經(jīng)驗，若 UF 大于 時， 也會引起 UC3842 工作異常，導(dǎo)致輸出脈沖占空比變小，輸出電壓變低。 上式說明，輸出電壓 Uo 與 Ton 成正比，與匝比 n 及 Toff 成反比。高電壓脈沖期間，場效應(yīng)管導(dǎo)通，電流通過變壓器原邊，同時把能量儲存在變壓器中。其優(yōu)點是：動態(tài)響應(yīng)快（比普通電壓模式控制快 3– 5倍），動態(tài)過沖電壓小，輸出濾波電容需要較少。振蕩可以來源于：器件開啟時的反向恢復(fù)引起的電流尖刺，噪聲干擾，斜波補償瞬態(tài)幅值不足等。電流 內(nèi)環(huán)是瞬時快速的，是按照逐個脈沖工作的。直至八十年代初期，第一批電流模式控制 PWM 集成電路的出現(xiàn)使得電流模式控制迅速推廣應(yīng)用。對輸入電壓的前饋控制是開環(huán)控制，目的為了增加對輸入電壓變化的動態(tài)響應(yīng)速度。該方法與一些必要的過電流保護電路相結(jié)合，至今仍然在工業(yè)界很好地被廣泛應(yīng)用。很明顯，這不是我們所希望的。 輸出功率為： WP 1 0 6253124150 ??????? 若考慮 6%的余量則： WP ??? 選擇一個傳遞功率為 115W 的鐵心， SB— 9C的 EER— 40，其有效橫截面積為 ,磁感應(yīng)強度 B=220mT （ 2） 計算原邊的繞組 周期： SfT S ? 11 3 ???? 最大導(dǎo)通占空比 D= 時： STt SON ? ?? 則最小原邊匝數(shù)為： ( m in) ??????? CONSP AB tVN 取 93 匝。每個繞組將遵循正、反向伏秒值相等的原則。這個繞組主要起去磁復(fù)位的作用。 (2)副邊紋波電流明顯衰減。缺點是：使用 4只開關(guān)晶體管，需要 4 組彼此隔離的基極驅(qū)動電路，電路復(fù)雜，元器件多。 脈沖寬度調(diào)制（ PWM）變換器就是通過重復(fù)通斷開關(guān)方式把一種直流電壓（電流）變換為高頻方波電壓（電流），再經(jīng)過整流平滑后變?yōu)榱?12 一種直流電壓輸出。但與電阻并聯(lián)一只開關(guān) (繼電器觸點和晶閘管 )，電源接通時，開關(guān)斷開，電阻防止沖擊電流， 正常工作時，與電阻并聯(lián)的開關(guān)接通。其導(dǎo)通時間隨開關(guān)電源的設(shè)計方法不同而異，也有采用控制開關(guān)晶體管電路的延時進(jìn)行的間歇開關(guān)工作，這時，若采用扼流圈輸入型整流電路，接近空載時，扼流固變?yōu)榕R界值，逆流電 6 路由扼梳閡輸入型變?yōu)闃I(yè)為電容輸入型。由此 ,新一代開關(guān)電源產(chǎn)品的技術(shù)含量大大提高 ,使之更加可靠、成熟、經(jīng)濟、 3 實用。 參考文獻(xiàn) 錯誤 !未定義書簽。 開關(guān)電源就是采用功率半導(dǎo)體器件作為開關(guān)元件，通過周期性通斷開關(guān)，控制開關(guān)元件的占空比調(diào)整輸出電壓，開關(guān)電源的基本構(gòu)成如圖 11所示， DCDC 變換器是進(jìn)行功率變換的器件，是開關(guān)電源的核心部件，此外還有啟動電路、過流與過壓保護電路、噪聲濾波器等組成部分。為了提高系統(tǒng)的可靠性 ,有些制造商開發(fā)了“用戶專用”功率模塊 (ASPM),它把一臺整機的幾乎所有硬件都以芯片的形式安裝到一個模塊中 ,使元器件間不再有傳統(tǒng)的引線相連 ,這樣的模塊經(jīng)過嚴(yán)格、合理的、熱、電、機械方面的設(shè)計 ,達(dá)到優(yōu)化完善的境地。 (3) 扼流圈可能與 次級側(cè)濾波回路產(chǎn)生諧振。圖 25(d)是采用熱敏電阻的方法、熱敏電阻 RH的阻值隨溫度增加而減小，防止了沖擊電流，平時損耗又小。 推挽式功率轉(zhuǎn)換電路 控制開關(guān)晶體管 VT1和 VT 2的基極 ， VT1和 VT 2以 PWM 方式激勵而交替通晰，將輸入直流電壓變換成高頻方波交流電壓。在VTl導(dǎo)通終了時， VA 將下降至 VI/2— ? VI；接著是一對晶體管都截止的期間，此時， VCE1=VC01， VCE2=VC02都接近輸入電源電壓的一半；當(dāng) VT2激勵導(dǎo)通時，電容 C01將被充電，電容 C02將放電，中點 A 電位在 VT2導(dǎo)通終了時將增至 VI/2+? VI，即中點 A 的電位在開關(guān)過程中將在 VI/2 的電位上以177。而且相對反激變換器而言，電容上通過紋波電流定額值要求小一些。 當(dāng)晶體管 TT 導(dǎo)通時，設(shè)副邊電壓為 Vs’，則電感 L 內(nèi)的電流將直線增加，如下式所示： L VVdtdi SL 039。最后，在負(fù)載為零時它將等于變壓器副邊峰值電壓。 5V的副邊匝數(shù)為： in5)5( ?? ???? ??? ONS POs tV TnVn 取 12 匝。 電感的最大值通常受效率、體積、造價的限制。 ② 占空比調(diào)節(jié)不受限制。 平均電流模式控制 平均 電流模式控制 (Average Currentmode Control PWM) 概念產(chǎn)生于70 年代后期。因為這種改善性能的電壓模式控制加有輸入電壓前饋功能，并有完善的多重電流保護等功能，在控制功能上已具備大部分電流模式控制的優(yōu)點，而在實現(xiàn)上難度不大，技術(shù)較為成熟 。由于這些，峰值電流模式控制 PWM具有比起電壓模式控制大得多的帶寬。變頻調(diào)制的滯環(huán)電流模式控制 PWM： 將電感電流信號與兩個電壓值比較，第一個較高的控制電壓值 Vc 由輸出電壓與基準(zhǔn)電壓的差值放大得到，它控制開關(guān)器件的 關(guān)斷時刻；第二個較低電壓值 Vch 由控制電壓 Vc減去一個固定電壓值 Vh 得到， Vh 叫做滯環(huán)帶， Vch控制開關(guān)器件的開啟時刻。 開關(guān)電源集成控制器 開關(guān)電源主要由主回路和控制回路兩大部分組成，主回路是將交流電網(wǎng)的電能傳遞給負(fù)載的回路，控制回路是按輸入輸出條件控制主回路的工作狀態(tài)的回路，將控制回路集成化即稱為開關(guān)電源集成控制器。同時反饋線圈向 UC3842 供電。反饋電壓輸入 2 腳，此腳電壓與內(nèi)部 ，產(chǎn)生控制電壓，從而控制脈沖寬度；輸出脈沖的頻率由 4 腳外接定時電阻 Rt 及定時電容 Ct 決定， f 的單位取 kΩ， Ct 取 μF。假如由于某種原因使輸出電壓升高時，脈 寬調(diào)制器就會改變驅(qū)動信號的脈沖寬度，亦即占空比 D，使斬波后的平均 值電壓下降，從而達(dá)到穩(wěn)壓目的，反之亦然。原因在于 C2 容量不夠，不能提供足夠的能量來使 UC3842充分工作，因此 ，容量最好在 100μ 反饋繞組的設(shè)計 當(dāng) UC3842 啟動后，若反饋繞組不能提供足夠的 UF，電路就會不停地起動 ，出現(xiàn)打嗝現(xiàn)象。 高頻變壓器在場效應(yīng)管導(dǎo)通期間初級繞組儲存的能量與場效應(yīng)管關(guān)閉期間次級繞組釋放的能量相等： 式中： Ls——變壓器次級繞組電感； Uo——輸出電壓