【文章內(nèi)容簡介】 功率時，磁心的有效截面積可以小于同功率的單端開關電路。此外當驅動脈沖頻率恒定時，紋波率也相對較小。 圖 21 推挽式開關電路 推挽式開關電路中，能量轉換由兩管交替控制，當輸出相同功率時，電流 僅是單端開關電源管的一半，因此開關損耗隨之減小，效率提高。如果 用同規(guī)格的開關管組成單端變換電路，輸出最大功率為 150W。若使用 2只同規(guī)格開關管組成推挽電路，輸出功率可以達到 400～ 500W。所以輸出功率 200W以上的開關電源均宜采用推挽電路。 當濾波電感 L電流連續(xù)時，輸出電壓表達式為： TtNNUU oni 2120 ? （ 21） 圖 21 所示的對稱推挽電路有 其缺憾之處。一是開關管承受反壓較高。當開關管截止時，電源 10 電壓和脈沖變壓器初級二分之一的感應電壓相串聯(lián)，加到開關管集電極和發(fā)射極，因而要求開關管VECO＞ 2VCC。二是推挽電路相當于單端開關電路的對稱組合，只有當開關管特性、脈沖變壓器初、次級繞組均完全對稱，脈沖變壓器磁心的磁化曲線在直角坐標第Ⅰ、Ⅱ象限內(nèi)所包括的面積，才和第Ⅲ、Ⅳ象限曲線內(nèi)面積相等，正負磁通相抵消。否則磁感應強度 +B和 B的差值形成剩余磁通量，使一個開關管磁化電流增大，同時次級 V V2 加到負載上的輸出電壓也不相等，從而增大紋波，推挽電路的優(yōu) 勢盡失。因此，這種推挽電路目前僅用于自激或它激式低壓輸入的穩(wěn)壓變換器中。因為低壓供電， N N2匝數(shù)少，且兩繞組間電壓差也小，一般采用雙線并繞的方式來保證其對稱性 [5]。 自激推挽式變換器 自激推挽式直流脈沖變換器分有兩類，即飽和式推挽變換器和非飽和式變換器。圖 22 為飽和式推挽自激變換器的基本電路。所謂飽和式，是指脈沖變壓器工作在磁化曲線的飽和狀態(tài)。電路通電以后，電流經(jīng)電阻 R1到正反饋繞組 N3～ N4 的中點，同時向 VT VT2 基極提供啟動偏置。由于 VT2的基極電路附加了 R2，因此 IB IC2小于 IC IB1。啟動狀態(tài)， IC1IC2的結果，使脈沖變壓器中形成的磁通 φ N1φ N2，合成總磁通量為 φ N1φ N2，使 VT1 的導通電流起主導作用。因此， φ N1 在各繞組中產(chǎn)生感應電勢，正反饋繞組 N3的感應電勢形成對 VT1的正反饋，使 VT1 集電極電流迅速增大。 IC1的增大使 N1激磁電流增大，磁場強度 (H)的增加，使磁感應強度 (B)磁化曲線增大，當?shù)竭_磁心飽和點時，即使磁化電流再增大，也無法再使磁感應強度增大，即磁通量的變化為零。磁通量飽和的結果，使其無變量，各繞組感應電壓為零， VT1的正反饋消失，集電極電流 IC1＞ IB1*β，并迅速減小。此過程中，正反饋繞組感應電壓反向，使 VT2導通，且 IC2迅速增大， VT1截止。此過程中，由于磁心的飽和周而復始地進行， VT VT2輪流導通，初始電流方向隨之不斷改變，因而在次級感應出雙向矩形脈沖。因此推挽變換器次級可以通過全波或橋式整流向負載供電。 圖 22飽和式推挽變換器基本電路 飽和型推挽變換器中，開關管 VT VT2必須選擇較大的 ICM。因為當磁通量開始飽和時，脈沖變 11 壓器等效電感也開始減小，磁通量完全飽和時等效電感為零，開關管集電極電流劇增 。在 Ic劇增至IcIB*β 時， Ic才開始減小。一般飽和型變換器只用在低壓變換器中，即使如此也必須嚴格設計脈沖變壓器飽和點的激磁電流，不能大于開關管最大允許電流。這種變換器的優(yōu)點是頻率比較穩(wěn)定，其翻轉過程只取決于脈沖變壓器和負載電流。 從電路結構上看，非飽和型推挽變換器與飽和型推挽變換器沒有根本區(qū)別，只是正反饋量的選擇量不同而已。同樣是圖 22 的電路，如果合理選擇 N1或 N2與 N N4的匝數(shù)比，使正反饋過程中開關管在 Ic增大到接近自身的飽和區(qū)時，出現(xiàn) IC＞ IB*β 的關系，使兩管的導通 /截 止關系翻轉，則成為非飽和型推挽變換器。非飽和指的是，在 VT VT2 的翻轉過程中，脈沖變壓器的磁通量始終處于與磁化電流的線性關系范圍內(nèi)，通過正反饋量的選擇，使 IB最大值時開關管進入飽和區(qū)。此類推挽變換器常被用于高壓變換器中。為了限制正反饋量使 IB 增大的比例，在 VT2的基極電路中加入限流電阻 R2(見圖 22所示 )，以盡量使 IC＞ IB*β 的關系在開關管允許條件內(nèi)使電路翻轉。 上述推挽式自激變換器有不少優(yōu)點，但是也有缺陷。首先是自激推挽式開關電路的驅動脈沖是雙向的。在圖 22 中，當 VT1導通期， N3的感應脈沖是以 正脈沖形式加到 VT1基極，此時 VT2處于截止狀態(tài)， N4的感應脈沖以負脈沖形式加到 VT2基極。當開關管或脈沖變壓器進入飽和狀態(tài)時，首先是正反饋脈沖減小，隨 IB*β Ic 而使正反饋脈沖反向。由于雙極型開關管有少數(shù)載流子的存儲效應，IB的減小，甚至 IB=0時，其 IC不會立即截止，而正反饋脈沖的反向卻可以使另一只開關管立即導通，因此，在 VT VT2 交替過程中必然出現(xiàn)兩管同時瞬間導通。因兩管集電極電流通過脈沖變壓器形成反向磁場，而使脈沖變壓器等效電感量減小，開關管電流增大。正因為如此，這種變換器的工作頻率一般只在 2020Hz左右，以減小兩管交替導通過程中造成的共態(tài)導通損耗。這是推挽變換器應用于高壓開關電源所必須解決的第一個問題 [6]。 所有用于高壓開關電路的開關管絕對都只采用 NPN 型，這點是由半導體器件工藝所決定的?，F(xiàn)有 PNP 型管的 VCEO最大也極少超過 300V，因此高壓變換器也只能采用全 NPN型開關管。其中關系可以由圖 52 看出。當 VT1導通時， VT2為截止狀態(tài)，其集電極電壓為 N2的感應脈沖和電源電壓之和，即 2Vcc。如果用于輸入整流供電的高壓變換器， VT VT2最高集電極和發(fā)射極之間電壓將是 600V以上，達到此要求的只有 NPN型開關管。兩管均為 NPN管的結果是，其導通時驅動脈沖均為正向脈沖，如像自激式變換器相同的雙向脈沖。為了避免截止狀態(tài)反相驅動脈沖擊穿開關管的 BE結，必須在驅動電路增加必要的保護措施，否則即使不擊穿 BE結，也會使開關管處于深度截止狀態(tài)，要想使其進入導通狀態(tài)，勢必增加正向驅動電流，因而使驅動功率增大，變換器效率降低。 12 以上兩個問題不僅使自激式推挽電路效率降低，同時也不適宜作高壓輸入的變換器。很明顯，自激推挽式開關電源只能組成無穩(wěn)壓功能的變換器，而不能用于開關電源，因為要同步控制 兩管的通斷占空比，電路必然較復雜，且難以達到完全對稱地控制。此類變換器一般采用在輸出端設置耗能式穩(wěn)壓的方式。截止到目前為止，推挽式、橋式變換器都采用它激電路，以便于在驅動脈沖輸出之前進行 PWM控制 [7]。 飽和式變換器是利用輸出脈沖變壓器的磁飽和現(xiàn)象使開關管由導通變?yōu)榻刂梗雇仆祀娐返膬芍婚_關管輪流通／斷。脈沖變壓器為了轉換輸出功率，鐵心的截面積必然較大，而要達到磁通量的飽和所需磁化電流也較大，使開關管損耗增大。因此在飽和式變換器的設計中，都盡量選擇開關管的工作狀態(tài)在脈沖變壓器的磁化曲線開始進入飽和狀態(tài)之初 ，首先讓開關管進入飽和區(qū)，使開關電路翻轉，以減小開關管在變壓器磁通飽和以后的大電流增長，降低開關管損耗。但是無論是設計還是調試，要保持這兩者的嚴密關系是十分困難的。所以此類變換器常采用雙變壓器的電路形式。 上述飽和式變換器中，脈沖變壓器 TC有雙重功能，一是通過正反饋繞組使開關管以自激振蕩的形式完成開關動作，進行 DCAC 的變換。為了使開關動作持續(xù)地、兩管交替地進行，脈沖變壓器工作在磁飽和狀態(tài)；二是將 DCAC 轉換后的雙向矩形波通過設計的圈數(shù)比耦合到次級，通過整流、濾波成為直流電。雙變壓器飽和式變換器中，則將 上述兩種功能分別采用驅動變壓器和輸出變壓器來完成。輸出變壓器只轉換輸出功率，驅動變壓器則工作于飽和狀態(tài)，控制開關管的通 /斷。因為驅動變壓器只提供推挽開關的驅動電流，其功率極小，可以采用較小的磁心截面積，因而其飽和的磁化電流大幅 度減小，只要求驅動變壓器磁性材料為矩形磁化曲線的、高磁通密度的。而輸出變壓器可以采用一般磁心，使成本大幅降低。 半橋變換電路 半橋式電路顧名思義就是取掉橋式電路中的兩只開關管，半橋變換器電路如圖 23所示。 圖 23 半橋電路原理圖 電路的工作過程： VT1與 VT2交替導通， 使變壓器一次側形成幅值為 Ui/2的交流電壓。改變開關的占空比，就可以改變二次側整流電壓 Ud 的平均值，也就改變了輸出電壓 U0。 VT1 導通時，二極管 13 V1處于通態(tài)， VT2導通時，二極管 V2處于通態(tài)，當兩個開關都關斷時，變壓器繞組 N1中的電流為零，V1和 V2都處于通態(tài)，各分擔一半的電流。 VT1或 VT2導通時電感 L 的電流逐漸上升，兩個開關都關斷時，電感 L 的電流逐漸下降。 VT1和 VT2斷態(tài)時承受的最高電壓為 Ui。由于電容的隔離作用，半橋電路對由于兩個開關導通時間不對稱而造成的變壓器一次側電壓的直流分量有自動平衡作用，因 此不容易發(fā)生變壓器的偏磁和直流磁飽和 [8]。 當濾波電感 L的電流連續(xù)時，輸出電壓的計算公式為： TtNNUU onl 120 ? (22) 半橋式開關電路省去兩只開關管，采用連接電容分壓方式，使開關管 ce 極電壓與橋式電路相同，同時驅動電路也大為簡化，只需兩組在時間軸上不重合的驅動脈沖，兩組驅動電路的參考點為各自開關管的發(fā)射極，顯然比橋式電路的形式簡單得多。根據(jù)上述原理，當采用相同規(guī)格開關 管時，半橋式負載端電壓為 1/2Uin，輸出功率為橋式電路的 1/4。半橋式電路具有全橋式電路的所有優(yōu)勢，因此其應用比全橋式更普遍。 正激變換電路 正激電路原理圖如圖 24所示。 圖 24 正激電路原理圖 電路的工作過程如下：開關管 VT 開通后，變壓器繞組 N1兩端的電壓為上正下負，與其耦合的N2繞組兩端的電壓也是上正下負。因此 V1處于通態(tài)， V2為斷態(tài)，電感 L的電流逐漸增長； VT關斷后，電感 L通過 V2續(xù)流， V1關斷。 VT 關斷后變壓器的激磁電流經(jīng) N3繞組和 V3流回電源，所以開關管 VT 關斷后承受的 電壓表達式為： iS UNNU )1( 21?? (23)此時要考慮變壓器磁心復位問題。開關管 VT開通后，變壓器的激磁電流由零始，隨著時間增加而線性的增長直到 VT 14 關斷。為防止變壓器的激磁電感飽和，需要設法使激磁電流在 VT 關斷后到下一次再開通的一段時間內(nèi)降回零，這一過程稱為變壓器的磁心復位 [9]。 變壓器的磁心復位時間為： onrst tNNt 13? (24) 在電感電流連續(xù)的情況下，輸出電壓表示為： lonUTNtNU 210 ? (25) 輸出電感電流不連續(xù)時，輸出電壓 U0將高于式 (23)的計算值，并隨負載減小而升高，在負載為零的極限情況下，輸出電壓表達式為： iUNNU 210 ? (26) DC/DC升壓模塊設計 從低壓直流到高壓交流的轉換必定要設計升壓方案。在電源設計的過程中，從不同角度考慮了多種升壓方案。由升壓環(huán)節(jié)所處位置的不同，主要考慮了前置升壓和后置升壓兩種方法。所謂前置升壓，就是將升壓環(huán)節(jié)放在逆變環(huán)節(jié)之前，先對輸入的 12V低壓直流電進行 DCDC 轉換，升至所需較高直流電壓，將此高壓直流作為后續(xù)逆變電路的輸入，對此高壓直流電進行逆變，經(jīng)過濾波后直接得到所需要的高壓正弦交流電。所謂后置升壓，就是將升壓環(huán)節(jié)放在逆變、濾波環(huán)節(jié)之后，即先對熱電發(fā)電器輸入的 12V 低壓直流電進行逆變、濾波，得到的是 低壓正弦交流電，然后對該信號進行交流升壓得到所需的正弦交流電輸出。 首先分析后置升壓，升壓環(huán)節(jié)輸入為濾波器輸出的低壓交流正弦波，交流升壓通常采用的方法為線圈升壓或壓電變壓器升壓。由于系統(tǒng)要求輸出的頻率為 20Hz 到 5KHz 的寬頻輸出，因此如果采用線圈升壓，屬于低頻升壓，升壓線圈體積將會比較龐大，并且設計也較復雜，使得電源設計失去應用價值。而采用壓電升壓器也無法實現(xiàn)，因為壓電變壓器僅在諧振頻率附近能夠實現(xiàn)較好的升壓效果，而且對于不同的壓電升壓器，隨著其形狀、大小等不同，其諧振頻率會有較大差異，而在其他頻率的升壓 效果很不理想。另外壓電升壓器的輸出電壓隨負載的變化波動較大，難以實現(xiàn)精確控制。因此后置升壓方案不可行。 前置升壓實際上是直流 DC/DC 升壓，也就是將升壓環(huán)節(jié)放在整個電源系統(tǒng)的最前端，首先通過直流變換器實現(xiàn)直流升壓，然后再逆變、濾波。直流變換器按輸入與輸出間是否有電氣隔離分為兩類：沒有電氣隔離的稱為不隔離直流變換器；有電氣隔離的稱為隔離直流變換器。其中不隔離直流變換 15 器主要是采用升壓式 (Boost)直流變換電路。其電路原理圖如圖 25所示： 圖 25 BOOST升壓電路原理圖 整個電路由功率開關管 VT、儲 能電感 L、二極管 V 及濾波電容 C 組成。當電路不工作時，功率晶體管 VT處于截止狀態(tài)，二極管 V導通，前端直流電源通過