【文章內容簡介】 優(yōu)點是：禁帶寬，工作溫度高（可達 600176。 C），通態(tài)電阻小，導熱性90W 開關電源的設計 4 能好，漏電流極小， PN 結耐壓高等等。 電磁兼容方面。主要研究典型電路與系統(tǒng)的電磁干擾建模； PCB 板和電源 EMC 優(yōu)化設計軟件；強磁場對人體的危害；大功率開關電源 EMC 測量方法的研究等。 新型電容器，研發(fā)適合于功率電源的新型電容器和超大電 容，要求電容量大、等效電阻 ESR 小、體積小等。 功率因數(shù)校正，許多國家也在研究性價比較高的功率因數(shù)校正技術。 低壓大電流，微處理器性能的不斷提高，低壓大電流開關電源也隨之發(fā)展起來。例如電壓低達 ~，而電流高達 50~100A 的開關電源。 另外，還有采用波形交錯技術，探尋省略濾波電容的可行性等。開關電源還朝著模塊化方向發(fā)展。 本課題的主要研究內容 隨著電子技術的高速發(fā)展，各種各樣的電子設備應運而生，然而這么多電子設備，精密儀器的背后都需要有個穩(wěn)定輸出的電源做支持。從原有的線性穩(wěn)壓電源 到現(xiàn)在的開關穩(wěn)壓電源，不論從體積、功耗、性能上，都有質的飛躍，并且開關電源更容易實現(xiàn)多路不對稱輸出。這使得各種電子設備不同功能的需要都可以得到滿足。本課題主要研究的是輸出兩路隔離電壓的開關電源，研究內容如下： 開關電源的種類選擇 開關型穩(wěn)壓電源的種類很多，分類方法也有多種。從推動功率管的方式來分可分為自激式和它激式，在自激式開關電源中由開關管和高頻變壓器構成正反饋環(huán)路來完成自激振蕩 。它激式開關穩(wěn)壓電源必須附加一個振蕩器，振蕩器產(chǎn)生的開關脈沖加在開關管上，控制開關管的導通和截至。按開關管的個數(shù)及連 接方式可分為單端式、推挽式、半橋式和全橋式等，單端式開關電源僅用一個開關管，推挽式和半橋式采用兩個開關管，全橋式則采用四個開關管。按開關管的連接方式，開關電源分為串聯(lián)型與并聯(lián)型開關電源，串聯(lián)型開關電源的開關管是串聯(lián)在輸入電壓與輸出負載之間的，屬于降壓式穩(wěn)壓電路 。而并聯(lián)型開關電源的開關管是并聯(lián)在開關電源之間的，屬于升壓式電路。 單端反激式開關電源 單端反激式開關電源的典型電路如圖 141 所示。電路中所謂的單端是指高頻變換器的磁芯僅工作在磁滯回線的一側。所謂的反激，是指當開關管 VT1 導通時，高頻 變壓器 T初級繞組的感應電壓為上正下負，整流二極管 VD1 處于截止狀態(tài)，副邊上沒有電流通過，能量儲存在高頻變壓器的初級繞組中。當開關管 VT1 截止時，變壓器 T 副邊上的電壓極性顛倒，使初級繞組中存儲的能量通過 VD1 整流和電容 C 濾波后向負載輸出。 單端反激式開關電源電路簡單、所用元件少，輸出與輸入間有電氣隔離，能方便的實現(xiàn)單路或多路輸出，開關管驅動簡單，可通過改變高頻變壓器的原、副邊繞組匝比使占空比保持在最佳范圍內，且有較好的電壓調整率。其輸出功率為 20～ 100W。它也有其一定的90W 開關電源的設計 5 缺點，如開關管截止期間所受反向電壓較高 ，導通期間流過開關管的峰值電流較大。但這可以通過選用高耐壓、大電流的高速功率器件，在輸入和輸出端加濾波電路等措施加以解決。單端反激式開關電源使用的開關管 VT1 承受的最大反向電壓是電路工作電壓值的兩倍，工作頻率在 20～ 200kHz 之間。 圖 141 單端反激式開關電源 單端正激式開關電源 單端正激式開關電源的典型電路如圖 142 所示。這種電路在形式上與單端反激式電路相似，但工作情形不同。當開關管 VT1 導通時， VD2 也導通，這時電網(wǎng)向負載傳送能量，濾波電感 L 儲存能量：當開關管 VT1 截止時，電感 L 通過續(xù)流二極管 VD3 繼 續(xù)向負載釋放能量。 在電路中還設有鉗位線圈與二極管 VD1，它可以將開關管 VT1 的最高電壓限制在兩倍電源電壓之間。為滿足磁芯復位條件，即磁通建立和復位時問應相等，所以電路中脈沖的占空比不能大于 50%。 由于這種電路在開關管 VT1 導通時，通過變壓器向負載傳送能量，所以輸出功率范圍大，可輸出 50～ 200W 的功率。電路使用的變壓器結構復雜，體積也較大，因此這種電路的實際應用較少。 90W 開關電源的設計 6 圖 142 單端正激式開關電源 自激式開關穩(wěn)壓電源 自激式開關穩(wěn)壓電源的典型電路如圖 143 所示。當接入電源后在 R1 給開關管 VT1提供啟動電流 ，使 VT1 開始導通，其集電極電流 Ic 在 L1 中線性增長，在 L2 中感應出使VT1 基極為正，發(fā)射極為負的正反饋電壓，使 VT1 很快飽和。與此同時，感應電壓給 C1 充電，隨著 C1 充電電壓的增高， VT1 基極電位逐漸變低，致使 VT1 退出飽和區(qū)， Ic 開始減小，在 L2 中感應出使 VT1 基極為負、發(fā)射極為正的電壓，使 VT1 迅速截止，這時二極管 VD1導通，高頻變壓器 T 初級繞組中的儲能釋放給負載。在 VT1 截止時， L2 中沒有感應電壓，直流供電輸人電壓又經(jīng) R1 給 C1 反向充電，逐漸提高 VT1 基極電位，使其重新導通，再次翻轉達到飽和狀態(tài)，電路 就這樣重復振蕩下去。這里就像單端反激式開關電源那樣，由變壓器 T 的次級繞組向負載輸出所需要的電壓。 自激式開關電源中的開關管起著開關及振蕩的雙重作用，也省去了控制電路。電路中由于負載位于變壓器的次級且工作在反激狀態(tài)，具有輸入和輸出相互隔離的優(yōu)點。這種電路不僅適用于大功率電源，亦適用于小功率電源。 90W 開關電源的設計 7 圖 143 自激式開關電源 推挽式開關電源 推挽式開關電源的典型電路如圖 144 所示。它屬于雙端式變換電路，高頻變壓器的磁芯工作在磁滯回線的兩側。電路使用兩個開關管 VT1 和 VT2，兩個開關管在外激勵方波信號的控制下交替的導 通與截止，在變壓器 T 次級繞組得到方波電壓，經(jīng)整流濾波變?yōu)樗枰闹绷麟妷骸? 這種電路的優(yōu)點是兩個開關管容易驅動，主要缺點是開關管的耐壓要達到兩倍電路峰值電壓。電路的輸出功率較大，一般在 100～ 500W 范圍內。 圖 144 推挽式開關電源 降壓式開關電源 90W 開關電源的設計 8 降壓式開關電源的典型電路如圖 145 所示。當開關管 VT1 導通時，二極管 VD1 截止，輸入的整流電壓經(jīng) VT1 和 L 向 C 充電，這一電流使電感 L 中的儲能增加。當開關管 VT1 截止時，電感 L 感應出左負右正的電壓，經(jīng)負載 RL 和續(xù)流二極管 VD1 釋放電感 L 中存儲的能量，維持輸出直流電壓不變。電路輸出 直流電壓的高低由加在 VT1 基極上的脈沖寬度確定。 圖 145 降壓式開關電源 升壓式開關電源 升壓式開關電源的穩(wěn)壓電路如圖 146 所示。當開關管 VT1 導通時，電感 L 儲存能量。當開關管 VT1 截止時，電感 L 感應出左負右正的電壓，該電壓疊加在輸人電壓上，經(jīng)二極管 VD1 向負載供電，使輸出電壓大于輸人電壓，形成升壓式開關電源。 圖 146 升壓式開關電源 反轉式開關電源 反轉式開關電源的典型電路如圖 147 所示。這種電路又稱為升降壓式開關電源。無論開關管 VT1 之前的脈動直流電壓高于或低于輸出端的穩(wěn)定電壓，電路均能正常工作。當90W 開關電源的設計 9 開關管 VT1 導通時，電感 L 儲存能量，二極管 VD1 截止，負載 RL 靠電容 C 上次的充電電荷供電。當開關管 VT1 截止時，電感 L 中的電流繼續(xù)流通，并感應出上負下正的電壓，經(jīng)二極管 VD1 向負載供電，同時給電容 C 充電。降壓式、升壓式、反轉式開關電源的高壓輸出電路與副邊輸出電路之間沒有絕緣隔離，統(tǒng)稱為斬波型直流變換器。 圖 147 反轉式開關電源 一般來說，功率很小的電源（ 1～ 100W）采用電路簡單、成本低的反激型電路較好；當電源功率在 100W 以上且工作環(huán)境干擾很大、輸入電壓質量惡劣、輸出短路頻繁時，則應采用正激型電路；對于功率大于 500W、工作條件較好的電源，則采用半橋或全 橋電路較為合理；如果對成本要求比較嚴，可以采用半橋電路；如果功率很大，則應采用全橋電路；推挽電路通常用于輸入電壓很低、功率較大的場合。 基于本設計中開關型穩(wěn)壓電源是采用全控型電力電子器件作為開關，利用控制開關的占空比來調整輸出電壓的新型電源，具有體積小、重量輕、噪音小，以及可靠性高等特點。本設計旨在設計并制作出一種額定輸出功率為 90W 的通用的小功率開關電源，主要采用UC384X、 PC817A 、 TL431 等專用芯片以及其他的電路元件相配合，使設計出的開關電源具有自動穩(wěn)壓功能。因此，本設計就選擇了基于 UC384X 系列控制 IC 的單端反激式開關電源。 90W 開關電源的設計 10 反饋電路的基本類型與選擇 單片開關電源的反饋電路有 4 種基本類型：基本反饋電路；改進型基本反饋電路；配TL431 的光耦反饋電路；配穩(wěn)壓管的光耦反饋電路。它們的簡化電路如圖 151 所示。 (a) 基本反饋電路； (b) 改進型基本反饋電路； (c) 配 TL431 的光耦反饋電路； (d) 配穩(wěn)壓管的光耦反饋電路 圖 151 反饋電路的 4 種基本類型 (a)基本反饋電路，其優(yōu)點是電路簡單、成本低廉、適于制作小型化、經(jīng)濟型開關電源；90W 開關電源的設計 11 其缺點是穩(wěn)壓性能較差，電壓調整率 SU=%～ 2%；負載調整率 SI=4%～ +4%。 (b)改進型基本反饋電路，只需增加一支穩(wěn)壓管 VDZ 和電阻 R1，即可使負載調整率達到 2%～ +2% 。 VDZ 的穩(wěn)定電壓一般為 22V，需相應增加反饋繞組的匝數(shù)，以獲得較高的反饋電壓 UFB，滿足電路的需要。 (c)配 TL431 的光耦反饋電路，其電路較復雜，但穩(wěn)壓性能最佳。這里用 TL431 型可調式精密并聯(lián)穩(wěn)壓器來代替穩(wěn)壓管，構成外部誤差放大器，進而對 Uo 作精細調整。這種反饋電路適于構成精密開關電源。 (d)配穩(wěn)壓管的光耦反饋電路，由 VDZ 提供參考電 壓 UZ，當 Uo 發(fā)生波動時，在 LED 上可獲得誤差電壓。因此，該電路相當于給增加一個外部誤差放大器，再與內部誤差放大器配合使用，即可對 Uo 進行調整。 由于本設計旨在針對精密開關穩(wěn)壓電源進行的設計與制作，所以選擇配 TL431 的光耦反饋電路。 單片開關電源的典型應用電路分析： 系列單片開關電源的典型應用電路如圖 152 所示。由于單端反激式開關電源電路簡單、所用元件少，輸出與輸入間有電氣隔離，能方便的實現(xiàn)多路輸出，開關管驅動簡單，因此該電源采用單端反激式電路。 圖 152 單片開關電源的典型應用電路 由圖可見，高頻變壓器初級繞組 NP 的極性與次級 繞組 NS、反饋繞組 NF 的極性相反。在導通時，次級整流管 VD2 截止，此時電能以磁能量形式存儲在初級繞組中；當截止時，90W 開關電源的設計 12 VD2 導通，能量傳輸給次級。高頻變壓器在電路中兼有能量存儲、隔離輸出和電壓變換這三大功能。圖中， BR 為整流橋， CIN 為輸入端濾波電容， COUT 是輸出端濾波電容。交流電壓 UAC 經(jīng)過整流濾波后得到直流高壓，經(jīng)初級繞組加至的漏極上。在功率 MOSFET 關斷瞬間，高頻變壓器漏感會產(chǎn)生尖峰電壓，另外在初級繞組上還會產(chǎn)生感應電壓 (即反向電動勢 )UOR，兩者疊加在直流輸入電壓巧上，加至內部功率開關管 MOSFET 的漏極上，因此必須在漏極增加鉗位保護電路。鉗位電路由瞬態(tài)電壓抑制器或穩(wěn)壓管 VDZ1 和阻塞二極管 VD1組成， VD1 宜采用超快恢復二極管。當 MOSFET 導通時，變壓器的初級極性上端為正，下端為負，從而導致 VD1 截止，因而鉗位電路不起作用。在 MOSFET 截止瞬間，初級極性則變?yōu)樯县撓抡?，此時尖峰電壓就被 VDZ1 吸收掉。 該電源的穩(wěn)壓原理簡述如下：反饋繞組電壓經(jīng)過 VD3， CF 整流濾波后獲得反饋電壓 UFA，經(jīng)光耦合器中的光敏三極管給的控制端提供偏壓。 CT 是控制端 C 的旁路電容。輸出電壓 Uo通過電阻分壓器 R R2 分壓并 獲得取樣電壓，與 TL431 中的 基準電壓進行比較后輸出誤差電壓，然后通過光耦去改變 TOP246Y 的控制端電流 ，的輸出占空比 D 與 IC 成反比，故 D 減小，這就迫使 Uo 降低，達到穩(wěn)壓目的。反之， Uo 減小，導致 UF 減小， Ic 減小，進而 D 減小，最終使 Uo 減小，同樣起到穩(wěn)壓作用。由此可見，反饋電路正是通過調節(jié)的占空比，使輸出電壓趨于穩(wěn)定的。 本設計的開關電源是采用全控型電力電子器件 MOSFET 作為開關，利用控制開關器件的占空比來調整并穩(wěn)定輸出電壓，主電路采用多路輸出單端反激式變換器結構，采用 UC3844控制芯片實 現(xiàn)電壓電流雙閉環(huán)控制，采用 PC81 TL431 等專用芯片以及其他的電路元件相配合，作為反饋環(huán)節(jié)，使設計出的開關電源具有電壓自我調節(jié)功能。開關工作頻率為 50kHz，輸出 2 路隔離的電壓。 設計流程： 1．熟悉 UC384X、 PC81 TL431 的結構原理及作用。 2．多繞組高頻變壓器的設計。 3．輸出級設計。 4． MOSFET 開關管的選擇及其驅動電路設計。 5．由 PC81 TL