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正文內(nèi)容

大功率開關電源畢業(yè)設計論文(編輯修改稿)

2024-12-29 18:22 本頁面
 

【文章內(nèi)容簡介】 所示,它主要由帶多個次級繞組的變壓器構成,每個次級繞組都提供一組相差 180176。的方波脈沖,脈沖幅值由次級繞組的匝數(shù)決定。而所有的次級繞組的脈寬都由接于次級主輸出的負反饋控制電路決定。在推挽式變換器中使用兩個幅值相等、脈寬可調(diào)、相差 180176。的脈沖驅(qū)動 Q1和 Q2 基極外,它的控制電路和其他電路原理一樣。 西安工業(yè)大學畢業(yè)設計(論文) 11 導通時段,開關管的基極驅(qū)動必須足夠大,已使在整個電流范圍內(nèi),都能夠把每個初級半繞組的底端電壓拉到低到等于開關管飽和導通壓降 Vea,約為 1V。因此當每一個開關管導通時,都提供給對應初級半繞組幅值為( Vdc— 1)的方波電壓。 考慮到輸出整流二極管的正向壓降 Vd,整流二極管陰極的輸出是一個導通時間為 Ton、幅值為 [(Vdc1)(Ns/Np)Vd]的平頂方波。這里 Vd 是整流二極管的正向壓降,對于傳統(tǒng)的快速二極管其值為 1V,對于肖特基二極管(通常用于 Vm 為 5V 的大電流輸出場合)其值為 。因為每個半周期都有一個占空比為 Ton 的脈沖,所以整流二極管陰極輸出脈沖的占空比為 2Ton/T。 圖 中, LC 濾波器的輸入波形是方波幅值不變且脈寬可調(diào)。圖 LC 濾波器的功能是提供一個值為方波平均值的直流輸出,同時濾除方波中的紋波。電容和電感的功能分析和計算過程與 buck 調(diào)整器完全一樣。 如圖 所示輸出 Vm的直流或平均電壓為 ? ? 21 0 .5m o nm d cpNTVV????? ? ????????? ( ) Vm 對應的主輸出整流器波形如圖 。如果將 Vm接入負反饋,如圖 所示,以控制導通時間 Ton,則 Vm 將隨著直流輸入電壓和輸出負載電流的變化來調(diào)整輸出,使 Vm保持不變。盡管負載電流沒有出現(xiàn)在式 中,但只要是負載電流改變導致的 Vm 變化 ,它都會被誤差放大器所采樣,然后通過控制導通時間 Ton 來糾正,使 Vm 保持不變。只要 L1 不隨負載電流減小進入不連續(xù)工作模式,導通時間 Ton 的變化就不大,其具體數(shù)值由式 根據(jù)不同的匝比 Nm/Np、 Vdc 和周期 T來確定。 從輸出的整流二極管陰極電壓由從繞組的匝數(shù)決定。其方波寬度與主輸出相同,為由主輸出 Vm 的反饋環(huán)確定的 Ton。因此從輸出為 ? ? 11 211S o nS d cpNTVV??? ? ????? ( ) ? ? 22 211S o nS d cpNTVV??? ? ????? ( ) 推挽式變 換器存在的問題及解決方法 當有從輸出時,直到主輸出電流降到額定值得 1/10,則直到主輸出電流降到最小值,根據(jù)式 。在此范圍內(nèi),從輸出電壓值將保持在177。 5%的范圍內(nèi)。當主電感進入不連續(xù)狀態(tài)時(電感電流低于最小電流值),Ton明顯下降,從輸出電壓也隨之明顯下降。不過,反饋環(huán)仍能保持主輸出電壓恒定。 西安工業(yè)大學畢業(yè)設計(論文) 12 同樣,從輸出在其輸出電流范圍內(nèi)也不允許不連續(xù)運行。如果他們的最小電流值選為額定值的 1/10,則可以根據(jù) 式計算從輸出電感。 2 磁通不平衡 如圖 鐵芯材 料的磁滯回線 圖 (Ferroxcube 3C8)的磁滯回線 。 如果要磁通曲線保持在線性范圍內(nèi),則在頻率達到 30kHz 時,磁通變化范圍須限制在177。 2020G 之間。頻率為 100~ 300kHz 時,由于磁心高頻損耗的原因,磁通變化范圍的峰值必須減至177。 1200G 或177。 800G 以下。 正常工作時,磁芯的磁通變化范圍位于上圖所示的 B1 和 B2之間。工作在磁滯回線177。 2020G 以內(nèi)的線性部分是合理的。 當 Q1 導通時,如圖 所示, Np1 的異名端為正,磁心沿磁滯回線上升即從 B1向 B2 移動。其上升的實 際值與 Np1 兩端電壓和 Q1導通時間的乘積成比例。當 Q1關斷 Q2 導通時, Np1 的同名端為正,磁心沿磁滯回線從 B2 往 B1 下降,其下降的實際值與 Np2 兩端電壓和 Q2 的導通時間成比例。 如果 Q1導通時 Np1 施加的伏秒數(shù)與 Q2 導通時 Np2施加的伏秒數(shù)相等,則一個周期后,磁心會從 B1 上升至 B2,正好又返回到 B1。但只要伏秒數(shù)稍有不等,磁心就不能回到起點,并且若干周期后,磁心將偏離磁滯回線,進入飽和區(qū)。飽和區(qū)的磁心不能承受電壓,當相應的開關管再次導通時,開關管將承受很大的電壓和電流,導致開關管損壞。 使導通時的置位伏 秒數(shù)與關斷時的復位伏秒數(shù)不相等的因素很多。即使 Q1 和 Q2的基極電壓寬度相同,其集電極電壓寬度也可能不完全相等。對于通常的集成電路控制芯片,其產(chǎn)生的兩組基極驅(qū)動脈沖電壓基本相等。 西安工業(yè)大學畢業(yè)設計(論文) 13 如果 Q Q2 是雙極型晶體管,則其存儲時間會使集電極導通時間比基極脈沖的時間長。存儲時間為 ~ 6pts。存儲時間也受溫度的影響,隨溫度上升而顯著增加。即使 Q Q2在相同溫度下的存儲時間恰好相同,如果 Q Q2 在散熱器上相距較遠,以致工作溫度不同,其存儲時間也可能相差很大。 另外,如果一個開關管導通的伏秒數(shù)略大于另一個, 就會使磁心略偏離平衡點而趨向飽和。如果磁心磁通達到磁滯回線(如圖 所示)的彎曲部分,則會使該開關管的電流比另一個開關管的電流大,并且在該半周期,磁心勵磁電流將成為負載電流的主要部分。于是流過較大電流的開關管會變得較熱,使它的存儲時間延長。隨著該開關管存儲時間的延長,這半周期內(nèi)作用于磁心的伏秒數(shù)會增加,流過的電流也會增加,該管的存儲時間進一步延長。這樣,失控狀態(tài)將很快出現(xiàn),磁心飽和,開關管損壞。 如果 Ql、 Q2 是 MOSFET 管,則磁通不平衡問題兢遠沒有那么嚴重。首先, MOSFET管沒有存儲時間,兩組柵 極信號脈寬相等,兩個開關管導通時間相等。更重要的是,由于 MOSFET 管的導通壓降隨溫度升高而增加,所以上述失控情況不會發(fā)生。 相反地, MOSFET 管導通壓降隨溫升而增加的特性提供了負反饋作用,它有助于糾正磁通不平衡問題。設伏秒數(shù)開始不平衡,則伏秒數(shù)較大的半周期內(nèi),由于磁心開始移向磁滯回線彎曲部分,流過對應開關管的電流就較大。有較大電流的開關管,管溫增加,導通壓降也增大,但這將使對應初級半繞組上的電壓降低。從而降低該半周期的伏秒數(shù),使流過該開關管的電流減小,恢復正常。 綜上所訴,可以從平衡伏秒數(shù) 出發(fā)用以下幾個方法減小磁通不平。 1. 增加初級繞組的電阻 2. 匹配功率開關管 3. 磁心加氣隙 4. 使用 mosfet 功率開關管 5. 使用電流模式拓撲 由于綜合考慮到技術、成本、實現(xiàn)的難易,本設計將采用使用 mosfet 功率開關管和電流模式控制以減小磁通的不平衡。 功率變壓器主要參數(shù)設計 1. 變壓器磁芯的選擇 目前,高頻開關電源變壓器所用的磁芯材料一般有鐵氧體、坡莫合金材料、非晶合金和超微晶材料。這些材料中,坡莫合金價格最高,從降低電源產(chǎn)品的成本方面來考慮不宜采用。非 晶合金和超微晶材料的飽和磁感應強度雖然高,但在假定的測試頻率和整個磁通密度的測試范圍內(nèi),它們呈現(xiàn)的鐵損最高,因此,受到高功率密度和高效率的制約,它們也不宜采用。雖然鐵氧體材料的損耗比坡莫合金大些,飽和磁感應強度也比非晶合金和超微晶材料低,但鐵氧體材料價格便宜,可以做成多種幾何形狀的鐵芯。對于大功率、低漏磁變壓器設計,用 EE型鐵氧體鐵芯制成的變壓器是最符合其要求的,而且 EE型鐵芯很容易用鐵氧體材料制作。所以,綜合來考慮,變西安工業(yè)大學畢業(yè)設計(論文) 14 換器的變壓器磁芯選擇功率鐵氧體材料, EE型。 2. 工作磁感應強度的確定 工作 磁感應強度 Bm 是開關電源變壓器設計中的一個重要指標,它與磁芯結構形式、材料性能、工作頻率及輸出功率的因素有關關。若工作磁感應強度選擇太低,則變壓器體積重量增加,匝數(shù)增加,分布參數(shù)性能惡化;若工作磁感應強度選擇過高,則變壓器溫升高,磁芯容易飽和,工作狀態(tài)不穩(wěn)定。一般情況下,開關電源變壓器的Bm值應選在比飽和磁通密度 Bs低一些,對于鐵氧體材料,工作磁感應強度選取一般在 到 之間。設計中,根據(jù)特定的工作頻率、溫升、工作環(huán)境等因素,把工作磁感應強度定在 T。 開關電源變 壓器工作時對磁芯所需的功率容量即為變壓器的計算功率,其大小取決于變壓器的輸出功率和整流電路的形式。變換器輸出電路為全波整流,因此 ? ?0 1 1 /tPP ??? ( ) ? ?00 1 1 /UI ??? ? ?20 20 1 1 / ? ? ? ? 900w? 式中: Pt 為變壓器的計算功率,單位為 W Po 為變壓器的輸出功率,單位為 W 磁芯材料確定后,磁芯面積的乘積反映了變壓器輸出功率的能力。其磁芯面積為 p c mA A A? ( ) 或 1 .1 64104tpm w jPAB fK K???? ????178。 439 0 0 1 0 3 . 2 74 0 . 2 3 8 1 0 0 . 2 5 3 4pA c m???????? ? ? ? ??? 式中: Ap 為磁芯截面積乘積,單位為 cm4; 西安工業(yè)大學畢業(yè)設計(論文) 15 Ac 為磁芯截面積,單位為 cm2; Am 為磁芯窗口截面積,單位為 cm2; Bm 為磁芯工作磁感應強度,單位為 T; Kw 為窗口占空系數(shù)取 ; Kj 為電流密度系數(shù) (溫升為 50℃ 時, E 形磁芯取 534)。 因為變換器的電路形式為 推挽式 ,所以變壓器的初級電壓 Up=24 V。在該變換器中滿載電流 20 A比較大,整流管和濾波電感上的壓降不可忽視,本變換器所用的整流二極管的壓降在 20A電流下約為 2. 5V,濾波電感的直流壓降取 0. 5V;另外,變換器滿載工作時會把電壓拉低,為避免把工作脈沖的占空比拉到最大時電壓電流仍然達不到要求,變壓器次級電壓要有一定的裕度 ,一般取變換器輸出電壓的 10%;所以,變壓器的次級電壓 Us=22 V。 初級繞組匝數(shù) N1 21 1 0 2 02 p o nmcUTN BA ?? ? ? 匝 繞組的導線大小根據(jù)變壓器各繞組的工作電流和電流密度來確定。另外,若變壓器的工作頻率超過 50 kHz,還需要考慮電流趨膚效應的影響,導線直徑應小于兩倍的穿透深度。頻率為 100 kHz 時銅導線的趨膚深度 △~ mm ,因此,所取導線直徑應小于 mm。 0 . 1 4 2 0 . 1 4 2 21 0 5 3 4 3 .4 8 1 0 4 .4 8 /jpJ K A A m m? ? ? ?? ? ? ? ? ? 因為變換器用的是中間抽頭變壓器,功率較大,宜采用三明治繞法。三明治繞法是中間初級繞組,兩邊次級繞組,或中間次,兩邊初。這種繞法會對變壓器的溫度有很大的幫助,且磁力線在變壓器中分布較均勻,所以繞組耦合較均勻,漏感少,對外界干擾小,對紋波影響較小。變壓器初級繞組繞在中間,次級是中間抽頭輸出,共有4個繞組,各 2 個繞組繞在初級的兩邊。 綜合各電路的優(yōu)缺點選用結構簡單的全波整流電路如圖 所示 ,變壓器中心抽頭構成了全波整流電路, u2=u2a+u2b 且 u2a=u2b= 2 U2sinω t。正半周時: u2 瞬時極性a(+),b(), VD1 正偏導通, VD2 反偏截止。負載電流的流通途徑為 a→ VD1→ R→ c;負半周時: u2瞬時極性 a(),b(+), VD1反偏截止, VD2正偏導通。負載電流的流通途徑為 b→ VD2→ RL→ c。整流電路 VD1和 VD2 輪流導通,整個周期內(nèi)都有電壓輸出,故該電路稱為全波整流電路。 西安工業(yè)大學畢業(yè)設計(論文) 16 圖 其主要性能指標為: (1)22)( UUU AVo ?? ? (2)LAVL RUI 2)( ? (3)Kγ = 由于 Kγ 1,脈動成分比半波整流電路小很多 ,紋波較小 ,但由于變壓器次級的每個線圈只在半個周期內(nèi)有電流 ,較全橋模式利用率不高 . 圖中每個二極管承受的斷態(tài)電壓為 2 11RNUUN? ( ) 在電流連續(xù)的情況下,還可以得到用輸出電壓 Uo 表示的斷態(tài)電壓為 02R UU D? 流過每個二極管的平均電流為 /2DLII? ( ) 式中, LI 為電感電流的平均值。每個二極管的平均電流等于電感電流平均值的一半。在穩(wěn)態(tài)的條件下,電感電流平均值等于負載電流,因此二極管電流平均值也等于負載電流的一半。 假設二極管的通態(tài)壓降為 DU ,每個二極管的通態(tài)損耗為 /2onD D LP DU I? ( ) 兩個二極管的總通態(tài)損耗為 onD D LP DU I? ( ) 綜上可知全波整流電路使用的期間數(shù)少,結構簡單,通
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