【文章內容簡介】 是設計一個 65W 通用交流輸入多路輸出反激式變壓器的 PWM開關電源。這種開關電源可用于 AV85～ 240V 輸入的電子產品中。這種特殊的開關電源可以提供 25～ 150W 的輸出功率，可以用在辦公室小型分組交換機（ PBX）等產品中。 技術指標 輸入電壓范圍： AC90～ 240V， 50/60Hz。 輸出： DC+5V，額 定電流 1A，最小電流 750mA DC+12V，額定電流 1A， 最小電流 100mA DC－ 12V，額定電流 1A，最小電流 100mA DC+24V，額定電流 1A，最小電流 輸出電壓紋波： +5V， +12V：最大 100mV（峰峰值） +24V：最大 250mV（峰峰值） 輸出精度： +5V，177。 12V：最大177。 5% +24V：最大177。 10% 低電壓輸入限制：該電源產品允許最低輸入電壓為 AC85（ 1177。 5%） V 微處理器掉電信號：該電源系統(tǒng)在 +5V 輸出端電壓低于 （ 1177。 5%） V時，提供一個集電極輸出開路的信號。 輸入整流器與濾波器部分的設計 輸入整流器 /濾波器電路在開關電源中不被人重視。典型的輸入整流器與 濾波器電流由三到四個部分組成： EMI 濾波器、浪涌抑制器、整流級（離線應用場合）和輸入濾波電容。許多交流輸入離線式電源要求有功率因數(shù)校正（ PFC）。其電路圖如圖 4－ 1。 15 +H 1H 2ACGNDEMI 濾波器過電壓抑制器整流器 圖 4－ 1 輸入整流濾波電路 EMI 濾波器 隨著電子設計、 計算機與家用電器的大量涌現(xiàn)和廣泛普及，電網噪聲干擾日益嚴重并形成一種公害。特別是瞬態(tài)噪聲干擾，其上升速度快、持續(xù)時間短、電壓振幅度高（幾百伏至幾千伏）、隨機性強，對微機和數(shù)字電路易產生嚴重干擾，常使人防不勝防，這已引起國內外電子界的高度重視。 電磁干擾濾波器（ EMI Filter）是近年來被推廣應用的一種新型組合器件。它能有效地抑制電網噪聲， 提高電子設備的抗干擾能力及系統(tǒng)的可靠性，可廣泛用于電子測量儀器、計算機機房設備、開關電源、測控系統(tǒng)等領域。 輸入濾波的前級是 EMI 濾波器。這個電感流過的是相對較大的直流電流，并且要防止高頻開關噪聲進入輸入電源端。在交流離線應用場合，經常用共模扼流圈。 在本設計中， EMI 濾波器選用二階共模濾波器。 EMI 濾波器的主要作用是濾除開關噪聲和由輸入線引起的諧波。 還有 EMI 濾波器要盡可能靠近電源里的供電線輸入端。如果濾波器前的線太長，從外面引入的傳導 EMI 會干擾開關電源的工作。相反，開關電源里面的長導線也會產生 RFI（ 射頻干擾），并向外發(fā)射，這樣無法通過電源 EMI 檢測。 浪涌抑制部分 浪涌抑制部分要放在 EMI濾波電感后，但在整流（離線式）和輸入濾 16 波電容（直流輸入）前。所有浪涌抑制器都要用 EMI 濾波電感和串連阻抗來防止超過它們額定的瞬時能量。 EMI 電感極大地減少了瞬時電壓峰值，并在時間上把它延長，這樣提高了抑制器的工作壽命。但是，不同的浪涌抑制器技術所串連的內部電阻特性也不一樣。 浪涌電壓抑制器件基本上可以分為兩大類。第一種類為橇棒（ Crowbar）器件，另一類為箝位保護器，即保護器件在擊穿后，其兩端電壓維持在擊 穿電壓上不再上升，以箝位的方式起到保護作用。常用的箝位保護器是氧化鋅壓敏電阻ＭＯＶ，瞬態(tài)電壓抑制器（ＴＶＳ）等。 在本文中，選擇的是 金屬氧化物變阻器（ MOV），發(fā)生浪涌時，抑制器的電阻會影響到加在它上面的額外電壓。 單相橋式整流電路和電容濾波電路 1. 單相橋式整流電路 單相橋式式整流電路適用與 1KW 以下的整流電路中。 完成這一電路主要是靠二極管的單向導電作用，因此二極管是構成整流電路的關鍵元件。 (a) 工作原理 單相橋式整流電路是最基本的將交流轉換為直流的電路，因為是由四只整流二極管 D1～ D4 接成電橋的形式，所以稱為橋式整流電路。如圖 42（ a）所示。 為了更清楚的解釋其工作原理，我將橋式整流電路的輸出直接接一個負載。在分析整流電路工作原理時，整流電路中的二極管是作為開關運用，具有單向導電性。根據圖 42（ a）的電路圖可知： 17 （ a）橋式整流電路 （ b）波形圖 圖 42 單相橋式整流電路 當正半周時，二極管 D D3導通，在負載電阻上得到正弦波的正半周。電流由 TR次級上端經 D1→ RL → D3回到 TR 次級下端，在負載 RL 上得到一半波整流電壓。 如圖 42（ a）。 當負半周時，二極管 D D4導通，在負載電阻上得到正弦波的負半周。電流由 Tr 次級的下端經 D2→ RL →D4 在負載電阻上正、負半周經過合成，得到的是同一個方向的單向脈動電壓。單相橋式整流電路的波形圖見圖 42（ b）。 （ b） 參數(shù)計算 根據圖 42（ b）可知，輸出電壓是單相脈動電壓，通常用它的平均值與直流電壓等效。 輸出平均電壓為 : 流過負載的平均電流為 : 18 流過二極管的平均電流為 : 二極管所承受的最大反向電壓： 二級管的選擇應主要考慮以上兩個因素。在這次設計中，我選用的是二級管 IN4004。 2. 電容濾波電路 濾波電路利用電抗性元件對交、直流阻抗的不同，實現(xiàn)濾波。電容器 C對直流開路，對交流阻抗小，所以 C 應該并聯(lián)在負載兩端。經過濾波電路后，既可保留直流分量，又可濾掉一部分交流分量，改變了交直流成分的比例，減小了電路的脈動系數(shù)，改善了直流電壓的質量。 (a) 電容濾波電路結構 現(xiàn)結合單相橋式整流和電容濾波電路為例來說明。電容濾波電路如圖43 所示，在負載電阻上并聯(lián)了一個濾波電容 C。 圖 43 電容濾波電路 (b) 濾波原理 若 V2處于正半周，二極管 D D3導通，變壓器次端電壓 V2給電容器 C充電。此時 C 相當于并聯(lián)在 v2上，所以輸出波形同 v2 ，是正弦波。 當 v2到達 ?t=?/2 時，開始下降。先假設二極管關斷，電容 C 就要以 19 指數(shù)規(guī)律向負載Ｒ L放電。指數(shù)放電起始點的放電速率很大。在剛過 ?t=?/2時，正弦曲線下降的速率很慢。所以剛過 ?t=?/2時二極管仍然導通。在超過 ?t=?/2后的某個點，正弦曲線下降的速率越來越快，當剛超過指數(shù)曲線起始放電速率時，二極管關斷。所以在 t2到 t3時刻，二極管導電，Ｃ充電，Vi=Vo按正弦規(guī)律變化； t1到 t2時刻二極管關斷， Vi=Vo按指數(shù)曲線下降，放電時間常數(shù)為 RLC。電容濾波過程見圖 44。 圖 44 電容濾波電路波形 (c) 外特性 整流濾波電路中，輸出直流電壓 VO隨負載電流 IO的變化關系曲線如圖45 所示。 圖 45 電容濾波外特性曲線 (d) 電容濾波電路參數(shù)的計算 負載平均電壓 VL升高，紋波減少，且 RLC 越大，電容放電速率越慢，則負載電壓中的紋波成分越小，負載平均電壓越高。為了得到平滑的負載 20 電壓，一般?。? 在本設計中，我采用 AD250V 的 100181。F 電容。 電容濾波電路的計算比較麻煩，因為決定輸出電壓的因素較多。一般常采用以下近似估算法： RLC =（ 3?5） 的條件下，近似認為 VO=。 變壓器 變壓器不論工作頻率高低，都是通過電磁感應來傳輸能量的。傳輸能量的大小，與變 壓器所用的材料、結構、尺寸和工作頻率有關。如果傳輸?shù)哪芰繛槎ㄖ?，工作頻率高，在一定時間內傳輸能量的次數(shù)多，每一次傳輸?shù)哪芰靠梢陨?，則變壓器用的材料少，結構尺寸小。用脈寬調制（ PWM）方式改變變壓器傳輸能量和電壓大小，是一種外加控制方法 。 使用條件包括兩方面內容：可靠性和電磁兼容性。 可靠性是指在具體的使用條件下，高頻電源變壓器能正常工作到使用壽命為止。一般使用條件對高頻電源變壓器影響最大的是環(huán)境溫度。其磁通密度，磁導率和損耗都隨溫度發(fā)生變化，故除正常溫度 25℃ 外，還要給出 60℃ ， 80℃ ， 100℃ 時的各種參 考數(shù)據。 電磁兼容性是指高頻電源變壓器既不產生對外界的電磁干擾，又能承受外界的電磁干擾。電磁干擾包括可聞的音頻噪聲和不可聞的高頻噪聲。高頻電源變壓器產生電磁干擾的主要原因之一是磁芯的磁致伸縮。磁致伸縮大的軟磁材料，產生的電磁干擾大。屏蔽是防止電磁干擾，增加高頻電源變壓器電磁兼容性的好辦法。但是為了阻止高頻電源變壓器的電磁干擾傳播，在磁芯結構和繞組結構設計也采取 了 相應的措施 。 高頻電源變壓器完成功能有 3個：功率傳送，電壓變換和絕緣隔離。功率傳送有兩種方式。第一種是變壓器功率的傳送方式，加在原繞組上的電壓，在磁 芯中產生磁通變化，使副繞組感應電壓，從而使電功率從原邊傳送到副邊。在功率傳送過程中，磁芯又分為磁通單方向變化和雙方向變 21 化兩種工作模式。單方向變化工作模式，磁通密度從最大值 Bm變化到剩余磁通密度 Br，或者從 Br變化到 Bm。磁通密度變化值 ΔB=Bm － Br。為了提高 ΔB ，希望 Bm大， Br 小。雙方向變化工作模式磁通度從＋ Bm變化到－ Bm，或者從－ Bm變化到＋ Bm。磁通密度變化值 ΔB=2Bm ，為了提高 ΔB ，希望Bm 大，但不要求 Br 小，不論是單方向變化工作模式還是雙方向變化工作模式，變壓器功率傳送方式都不直接與磁芯磁導 率有關。第二種是電感器功率傳送方式，原繞組輸入的電能，使磁芯激磁，變?yōu)榇拍軆Υ嫫饋?，然后通過去磁使副繞組感應電壓，變成電能釋放給負載。傳送功率決定于電感磁芯儲能，而儲能又決定于原繞組的電感。電感與磁芯磁導率有關，磁導率高，電感量大，儲能多，而不直接與磁通密度有關。雖然功率傳送方式不同，要求的磁芯參數(shù)不一樣，但是在高頻電源變壓器設計中，磁芯的材料和參數(shù)的選擇仍然是設計的一個主要內容。 電壓變換通過原邊和副邊繞組匝數(shù)比來完成。不管功率傳送是哪一種方式，原邊和副邊的電壓變換比等于原繞組和副繞組匝數(shù)比，只要不改變匝數(shù)比，就不影響電壓變換。但是，繞組匝數(shù)與高頻電源變壓器的漏感有關。 絕緣隔離通過原邊和副邊繞組的絕緣結構來完成。為了保證繞組之間的絕緣，必須增加兩個繞組之間的距離，從而降低繞組間的耦合程度，使漏感增大。還有，原繞組一般為高壓繞組，匝數(shù)不能太少，否則，匝間或者層間電壓相差大，會引起局部短路。這樣，匝數(shù)有下限，使漏感也有下限。 高頻電源 變壓器，遵守變壓器基本原理： 1） 遵守變壓器的同名端原理。 2） 理想變壓器原副邊理論上功率相等。 3） 原副邊電壓比正比于線圈軋數(shù)比，電流比則反比于線圈軋數(shù)比。 4） 電感線圈的交流電特性是，電流不能突變，相位上電壓超前電流 90度。 反激式變壓器的工與正激式變壓器不同。正激式變壓器兩邊的繞組是同時流過電流的，而反激式變壓器先是通過一次繞組把能量存儲在磁芯材 22 料中，一次側關斷后在把能量傳到二次回路。因此，典型的變壓器阻抗折算和一次、二次繞組匝數(shù)比關系不能在這里直接使用。這里的主要物理量是電壓、時間、能量。圖 4－ 6 是反激式變壓器二次繞組的安排。 + V out 1 V out 4+ V out 2地 V out 3變壓器 圖 4－ 6 反激式變壓器二次繞組的安排 控制器 控制的主 要目的就是要保持輸出電壓一定，而負載電流可以有很大的變化范圍，這就是要通過負反饋來達到這個目的。所有的電源控制器，無論線性電源還是開關電源，都要檢測輸出電壓。選擇控制 IC 極其重要，如果選擇不正確，會使電源工作不穩(wěn)定而浪費寶貴的時間?？傮w上說，正激式拓撲用電壓型控制器，升壓式拓撲通常用電流型控制。但這也不是一成不變的規(guī)則，因為每一種控制方法都可以用到各種拓撲中去，只是得到的結果不一樣而已。各種控制方法見表 4－ 1。 表 4－ 1 PWM控制器控制方法 控制方法 最適宜的拓撲 說明 具有輸出平均電流反饋的電壓型控 制 正激式電路 輸出電流反饋太慢，會使功率開關失效 具有輸出電流逐周限制的電壓型控制 正激式電路 具有很好的輸出電流保護功能，