【文章內容簡介】 管，在兩對 IGBT管交替重復的過程中，這些二極管還起到了續(xù)流的作用。 系統(tǒng)主體電路參數(shù)設計 1．直流側輸入電壓 Ud的選擇 由系統(tǒng)逆變主體電路拓撲結構圖可知：并網裝置實際上可以看作是一個能量能雙向流動的變換器，如果從直流側流向交流側看時，它是一個 Buck(降壓 )變換器；當從交流側流向直流側看時；它是一個 Boost(升壓 )變換器。由此可以得出這樣一個結論：并網系統(tǒng)直流側的電壓必須大于交流側的峰值電壓，否則系統(tǒng)不能正常工作?？紤]到工頻隔離變壓器 1： 2的變比因數(shù)和開關管 IGBT的耐壓值，選取直流側輸入電壓 Ud的范圍為 200～ 450Vdc。本系統(tǒng)選取 400dUV? 2．直流側電容的選擇 直流側電容主要作用是緩沖交流側電感在開關過程中的瞬時能量交換和平穩(wěn)直流側輸入電壓，通常是選用大容量的電解電容器。設直流側輸入開路電壓為 Ud,直流側濾波電容的耐壓通常應留有 [7]，即： ? 為簡化計算，這里僅立足于工程方法對電容值進行估算，其條件是：在直流母線充放電周期內，電容以最大負載電流放電時，其壓降還能保持在要求的范圍內，即電容值的選擇應以直流母線電壓的波動限幅為依據。考慮極端情況，在開關管 IOBT導通的時間段內并網電流值完全由電容放電提供，且該時刻并網電流的大小為其峰值，電容 C上的電壓和電流的關系滿足： 2 citUc C??? 其中 ci 為并網電流有效值。 t? 為開關管導通時間。當要求直流輸入電壓脈動的幅值小于 3％時，電路中平波的選擇應按如下方程： 0 03 dUc U?? (21) (22) (23) 10 將式 (23)代入式 (22)，可得： 0 023 0 .0 2 1 2ccddi t iC U U f??? 并網功率調節(jié)系統(tǒng)輸出的額定電流為 ? ，直流側輸入工作電壓400dUV? ，開關管 IGBT導通頻率 (也即 SPWM載波頻率 )為 f=10kHz，可得 C在理論上取值應大于 785uf，在本設計中結合實驗效果，直流側電容選取500V、 1000uf的電解電容。 3．開關管 IGBT的選擇 當并網逆變器電路正常工作時，流經功率開關管 IGBT的電流峰值與濾波電感電流峰值一致，同時考慮到余量，則要求開關管的電流額定值必須略大于電感電流峰值的最大值。本課題設計的并網逆變器輸出功率為 2kW，輸出電流峰值約為 。同時考慮到系統(tǒng)余量和隔離變壓器 1： 2的變比因數(shù)，選擇功率開關管的耐 流值應該在 50A以上。 在全橋并網逆變電路中，主功率開關管承受的最大電壓應超過直流輸入側的最大電壓 (450V)，同時從余量和線路寄生參數(shù)影響等方面考慮，放選取的 IGBT 耐 壓 值 應 大 于 500V 。 本 設 計 選 擇 日 本 富 士 公 司 的 型 號2MBIl50NC． 060的 IGBT作為主功率開關管，它的耐流值和耐壓值分別為150A和 600V。 逆變器的 SPWM 調制方式分析 SPWM(正弦脈寬調制 )是調制波為正弦波，載波為三角波的一種脈寬調制法，這項技術的特點是原理簡單，通用性強，控制和調節(jié)性能好，具有消除諧波、調節(jié)和穩(wěn)定輸出 電壓的多種作用，是一種比較好的波形改善法。它的出現(xiàn)為中小型逆變器的發(fā)展起了重要的推動作用。 SPWM可分為雙極性SPWM調制，單極性 SPWM調制和單極性 SPWM倍頻調制三種，半橋逆變電路只能使用雙極性 SPWM調制而全橋逆變電路則三種調制方式均用 [10]。 雙極性 SPWM調制方式的原理如圖 22所示， 圖中調制波 sins smu U t?? ，幅值為 smU ，頻率 2f ??? 。載波 cu 為全波三角波，頻率為 cf ,幅值為 cmU 。同時定義調制比 sm cmm U U? 為正弦調制波的輔助與三角載波的幅值之比，(24) 第 2章單相逆變器總體設計 11 頻率比 cK f f? 為三角載波與正弦調制波的頻率之比。 圖 22 雙極性 SPWM 調制原理 由上圖可見，當 scuu? 時，開關管 T T4 導通而 T T3截至，橋臂中點間電壓 ab inuU? ；當 scuu? 時，開關管 T T4截止而 T T3導通，橋臂中點間電壓 ab inuU?? 。通過上述過程，就將輸入的直流電壓轉變?yōu)槊}寬按正弦規(guī)律變化的正弦脈沖序列。 下面是單極性 SPWM調制方式的原理： 圖 23為單極性 SPWM調制原理圖，這種調制方式使用半波三角波作為載波，當 su 大于零時，載波為正的 半波；當 su 小于零時，載波為負的半波。在雙極性調制中，四個開關管都工作在高頻狀態(tài)，而在單極性調制中，一對開關管工作在高頻狀態(tài)，而另一對開關管工作在低頻狀態(tài) [11]。當 0su? 時，T3一直截止而 T4一直導通，此時當 scuu? 時，開關管 T1導通而 T2截至，橋臂中點間電壓 ab inuU? ；當 scuu? 時，開關管 T1截止而 T2導通，橋臂中點間電壓 0abu ? 。當 0su? 時， T3一直導通而 T4 一直截止，此時當 scuu? 時，開關管 T1導通而 T2截至，橋臂中點間電壓 0abu ? ；當 scuu? 時，開關管 T1截止而 T2導通，橋臂中點間電壓 ab inuU?? 。 從上述過程中看出，在輸出波 12 形 abu 中包含有 inU ， 0和 inU 三個狀態(tài)，因此這種調制方式也被稱為三態(tài)調制（對應得，雙極性調制也被稱為兩態(tài)調制） 圖 23 單極性 SPWM 調制原理 在前面介紹的兩種 SPWM 調制方式中，橋臂中點間輸出電壓的頻率與器件的開關頻率相同，而倍頻式 SPWM 調制則可以在不改變器件開關頻率的條件下使得橋臂中點間輸出電壓的頻率提高一倍，從而可 以在不增加開關損耗的情況下將諧波頻率提高一倍，大大減小了輸出濾波器的體積。 第 2章單相逆變器總體設計 13 圖 24 單極性倍頻 SPWM 調制原理 倍頻調制 方式的調制原理如上圖 24所示，它包含有兩個基準波 1su 、 2su并且有 12ssuu?? 1su 與載波 cu 交截產生 1gu 、 2gu 信號而 2su 與載波 cu 交截產生 3gu 、 4gu 信號。 輸出電壓 abu 的正半周實際上是由信號 1gu 、 4gu 的與邏輯決定的。 當 1gu 、 4gu 為高電平時，有 T T4 導通而使得 ab inuU? ，當 1gu 或 4gu 有一個為低電平時，則有 T T4 或者 T T3導通而使得 0abu ? 。由于在正半周內 , 1gu 的高電平區(qū)恒寬于 4gu 的低電平區(qū)，所以 T T3沒有同時導通的時刻而使得輸出電壓 abu 中只包含 inU 和 0兩個電平，而在負半周則輸出圖電壓abu 中只包含 0和 inU? 兩個電平，所以這也是一種三態(tài)調制。由于 abu 在一個載 波周期內有兩次狀態(tài)轉變，所以輸出電壓頻率為器件開關頻率的一倍。 在小功率逆變電路中，從降低電路成本考慮，一般采用半橋逆變主電路和雙極性 SPWM調制的方式。而在大功率逆變器中，從減小輸出濾波器體積和提高輸出波形質量方面考慮，一般采用全橋逆變主電路和單極性倍頻的(25) 14 SPWM調制。通過綜合選擇，確定單極性倍頻 SPWM調制為本文所采取的調制方式。 LCL 濾波器的 設計 利用隔離變壓器漏感確定 LCL 濾波 逆變電源并網運行時本質上為電流源，高開關頻率會造成對電網產生污染的高次諧波，其輸出電流會對電網產 生嚴重的諧波污染。傳統(tǒng)的網側濾波器為 L濾波器如圖 25所示，由電感 L將高頻電流諧波限制在 一定范圍之內，減小對電網的諧波污染。 G r i dF Bi n v e r t e rL liiV gV 圖 25 電感 L為濾波器的單相并網逆變器 但隨著功率等級的提高，特別是在中高功率 的應用場合，開關頻率相對較低，要使網側電流滿足相應的諧波標準所需的電感值太大 [12]。這不僅使網側電流變化率下降，系統(tǒng)動態(tài)響應性能降低，還會帶來體積過大成本過高等一系列問題。一般的 LC濾波器，雖然其結構和參數(shù)選取簡單，但無法平抑輸出電流的高頻紋波，容易因電網阻抗的不確定性而影響濾波效果。采用LCL的結構比 LC結構有更好的衰減特性，對高頻分量呈高阻態(tài)，抑制電流諧波，并且同電網串聯(lián)的電感 L 還可以起到抑制沖擊電流的作用。要達到相同的濾波效果， LCL濾波器的總電感量比 L和 LC濾波器小得多，有利于提高電流動態(tài)性能， 同時能降低成本，減小裝置的體積重量。在中大功率應用場合， LCL濾波器的優(yōu)勢更為明顯。本章設計一種利用隔離變壓器漏感的LCL濾波器，其結構如圖 26。本文對傳統(tǒng)的 LCL濾波器加以改進，利用隔離變壓器漏感，減少了一個電感，在降低成本的同時顯著減少并網電流的直流分量，有效抑制諧波污染，提高并網電流質量。 第 2章單相逆變器總體設計 15 G r i dF Bi n v e r t e riV gVT RLLiC0i 0V 圖 26 單相并網逆變器的 LCL 濾波器 本文設計的利用隔離變壓器漏感的 LCL濾波器的并網逆變器如圖 26所示。 LCL 濾波器數(shù)學模型及波 特圖分析 本文設計 LCL濾波器的并網逆變器等效原理圖如圖 27所示。根據等效原理圖可得： 11 1 1 ()( ) ( ) ( )icd i tU t R i t L U tdt? ? ? 12( ) ( ) ( )ci t i t i t?? 2 2 2 2 ( )( ) ( ) ( )icgdtU t R i t L U tdt? ? ? 其中， iU ， cU ， gU 分別為輸入電壓，電容電壓和輸出電壓； 1i ， 2i ， ci 分別為電感 1L 電流，電感 2L 電流和電容電流。 L 1L 2C 2 0 u f2R 圖 27 LCL 濾波器的等效原理圖 由于 LCL型濾波器在低頻 (約低于在濾波器諧振頻率下的一半 )時的表現(xiàn)性能和純電感 L型濾波器相近，其中電感 L=L1＋ L2，容易得到 LCL型濾波器輸 出電流 2i 和輸入電壓 iU 之間的傳遞函數(shù)為 (電阻 1R 和 2R 比較小可近似為 0) 2 31 2 1 2() 1() ( ) ( )iisGs U s s L L s L L?? ?? (26) (27) (28) (29) 16 針對 LCL型濾波器是三階環(huán)節(jié)，有可能產生震蕩，為了提高系統(tǒng)的可靠性，避免高頻諧振，在濾波電容上串聯(lián)一個電阻 R ，經推導可得該情況 下逆變器輸入電壓 iU 與輸出電流 2i 在靜止坐標系下的函數(shù)關系式 2 321 2 1 2 1 2() 1() ( ) ( ) ( )ciis R C sGs U s L L C s R L L C s L L s??? ? ? ? ? LCL濾波環(huán)節(jié)的波特圖如圖 28所示 圖 28 ()cGs的波特圖 LCL型濾波器在低頻以 20dB/十倍頻