【文章內(nèi)容簡(jiǎn)介】 管，在兩對(duì) IGBT管交替重復(fù)的過(guò)程中，這些二極管還起到了續(xù)流的作用。 系統(tǒng)主體電路參數(shù)設(shè)計(jì) 1．直流側(cè)輸入電壓 Ud的選擇 由系統(tǒng)逆變主體電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖可知：并網(wǎng)裝置實(shí)際上可以看作是一個(gè)能量能雙向流動(dòng)的變換器，如果從直流側(cè)流向交流側(cè)看時(shí)，它是一個(gè) Buck(降壓 )變換器；當(dāng)從交流側(cè)流向直流側(cè)看時(shí)；它是一個(gè) Boost(升壓 )變換器。由此可以得出這樣一個(gè)結(jié)論：并網(wǎng)系統(tǒng)直流側(cè)的電壓必須大于交流側(cè)的峰值電壓，否則系統(tǒng)不能正常工作?？紤]到工頻隔離變壓器 1： 2的變比因數(shù)和開(kāi)關(guān)管 IGBT的耐壓值，選取直流側(cè)輸入電壓 Ud的范圍為 200～ 450Vdc。本系統(tǒng)選取 400dUV? 2．直流側(cè)電容的選擇 直流側(cè)電容主要作用是緩沖交流側(cè)電感在開(kāi)關(guān)過(guò)程中的瞬時(shí)能量交換和平穩(wěn)直流側(cè)輸入電壓，通常是選用大容量的電解電容器。設(shè)直流側(cè)輸入開(kāi)路電壓為 Ud,直流側(cè)濾波電容的耐壓通常應(yīng)留有 [7]，即： ? 為簡(jiǎn)化計(jì)算，這里僅立足于工程方法對(duì)電容值進(jìn)行估算，其條件是：在直流母線充放電周期內(nèi)，電容以最大負(fù)載電流放電時(shí)，其壓降還能保持在要求的范圍內(nèi)，即電容值的選擇應(yīng)以直流母線電壓的波動(dòng)限幅為依據(jù)?？紤]極端情況，在開(kāi)關(guān)管 IOBT導(dǎo)通的時(shí)間段內(nèi)并網(wǎng)電流值完全由電容放電提供，且該時(shí)刻并網(wǎng)電流的大小為其峰值，電容 C上的電壓和電流的關(guān)系滿足： 2 citUc C??? 其中 ci 為并網(wǎng)電流有效值。 t? 為開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間。當(dāng)要求直流輸入電壓脈動(dòng)的幅值小于 3％時(shí)，電路中平波的選擇應(yīng)按如下方程： 0 03 dUc U?? (21) (22) (23) 10 將式 (23)代入式 (22)，可得： 0 023 0 .0 2 1 2ccddi t iC U U f??? 并網(wǎng)功率調(diào)節(jié)系統(tǒng)輸出的額定電流為 ? ，直流側(cè)輸入工作電壓400dUV? ，開(kāi)關(guān)管 IGBT導(dǎo)通頻率 (也即 SPWM載波頻率 )為 f=10kHz，可得 C在理論上取值應(yīng)大于 785uf，在本設(shè)計(jì)中結(jié)合實(shí)驗(yàn)效果，直流側(cè)電容選取500V、 1000uf的電解電容。 3．開(kāi)關(guān)管 IGBT的選擇 當(dāng)并網(wǎng)逆變器電路正常工作時(shí)，流經(jīng)功率開(kāi)關(guān)管 IGBT的電流峰值與濾波電感電流峰值一致，同時(shí)考慮到余量，則要求開(kāi)關(guān)管的電流額定值必須略大于電感電流峰值的最大值。本課題設(shè)計(jì)的并網(wǎng)逆變器輸出功率為 2kW，輸出電流峰值約為 。同時(shí)考慮到系統(tǒng)余量和隔離變壓器 1： 2的變比因數(shù)，選擇功率開(kāi)關(guān)管的耐 流值應(yīng)該在 50A以上。 在全橋并網(wǎng)逆變電路中，主功率開(kāi)關(guān)管承受的最大電壓應(yīng)超過(guò)直流輸入側(cè)的最大電壓 (450V)，同時(shí)從余量和線路寄生參數(shù)影響等方面考慮，放選取的 IGBT 耐 壓 值 應(yīng) 大 于 500V 。 本 設(shè) 計(jì) 選 擇 日 本 富 士 公 司 的 型 號(hào)2MBIl50NC． 060的 IGBT作為主功率開(kāi)關(guān)管，它的耐流值和耐壓值分別為150A和 600V。 逆變器的 SPWM 調(diào)制方式分析 SPWM(正弦脈寬調(diào)制 )是調(diào)制波為正弦波，載波為三角波的一種脈寬調(diào)制法，這項(xiàng)技術(shù)的特點(diǎn)是原理簡(jiǎn)單，通用性強(qiáng)，控制和調(diào)節(jié)性能好，具有消除諧波、調(diào)節(jié)和穩(wěn)定輸出 電壓的多種作用，是一種比較好的波形改善法。它的出現(xiàn)為中小型逆變器的發(fā)展起了重要的推動(dòng)作用。 SPWM可分為雙極性SPWM調(diào)制，單極性 SPWM調(diào)制和單極性 SPWM倍頻調(diào)制三種，半橋逆變電路只能使用雙極性 SPWM調(diào)制而全橋逆變電路則三種調(diào)制方式均用 [10]。 雙極性 SPWM調(diào)制方式的原理如圖 22所示， 圖中調(diào)制波 sins smu U t?? ，幅值為 smU ，頻率 2f ??? 。載波 cu 為全波三角波，頻率為 cf ,幅值為 cmU 。同時(shí)定義調(diào)制比 sm cmm U U? 為正弦調(diào)制波的輔助與三角載波的幅值之比，(24) 第 2章單相逆變器總體設(shè)計(jì) 11 頻率比 cK f f? 為三角載波與正弦調(diào)制波的頻率之比。 圖 22 雙極性 SPWM 調(diào)制原理 由上圖可見(jiàn)，當(dāng) scuu? 時(shí)，開(kāi)關(guān)管 T T4 導(dǎo)通而 T T3截至，橋臂中點(diǎn)間電壓 ab inuU? ；當(dāng) scuu? 時(shí)，開(kāi)關(guān)管 T T4截止而 T T3導(dǎo)通，橋臂中點(diǎn)間電壓 ab inuU?? 。通過(guò)上述過(guò)程，就將輸入的直流電壓轉(zhuǎn)變?yōu)槊}寬按正弦規(guī)律變化的正弦脈沖序列。 下面是單極性 SPWM調(diào)制方式的原理： 圖 23為單極性 SPWM調(diào)制原理圖，這種調(diào)制方式使用半波三角波作為載波，當(dāng) su 大于零時(shí)，載波為正的 半波；當(dāng) su 小于零時(shí)，載波為負(fù)的半波。在雙極性調(diào)制中，四個(gè)開(kāi)關(guān)管都工作在高頻狀態(tài)，而在單極性調(diào)制中，一對(duì)開(kāi)關(guān)管工作在高頻狀態(tài)，而另一對(duì)開(kāi)關(guān)管工作在低頻狀態(tài) [11]。當(dāng) 0su? 時(shí)，T3一直截止而 T4一直導(dǎo)通，此時(shí)當(dāng) scuu? 時(shí)，開(kāi)關(guān)管 T1導(dǎo)通而 T2截至，橋臂中點(diǎn)間電壓 ab inuU? ；當(dāng) scuu? 時(shí)，開(kāi)關(guān)管 T1截止而 T2導(dǎo)通，橋臂中點(diǎn)間電壓 0abu ? 。當(dāng) 0su? 時(shí)， T3一直導(dǎo)通而 T4 一直截止，此時(shí)當(dāng) scuu? 時(shí)，開(kāi)關(guān)管 T1導(dǎo)通而 T2截至，橋臂中點(diǎn)間電壓 0abu ? ；當(dāng) scuu? 時(shí)，開(kāi)關(guān)管 T1截止而 T2導(dǎo)通，橋臂中點(diǎn)間電壓 ab inuU?? 。 從上述過(guò)程中看出，在輸出波 12 形 abu 中包含有 inU ， 0和 inU 三個(gè)狀態(tài)，因此這種調(diào)制方式也被稱為三態(tài)調(diào)制（對(duì)應(yīng)得，雙極性調(diào)制也被稱為兩態(tài)調(diào)制） 圖 23 單極性 SPWM 調(diào)制原理 在前面介紹的兩種 SPWM 調(diào)制方式中，橋臂中點(diǎn)間輸出電壓的頻率與器件的開(kāi)關(guān)頻率相同，而倍頻式 SPWM 調(diào)制則可以在不改變器件開(kāi)關(guān)頻率的條件下使得橋臂中點(diǎn)間輸出電壓的頻率提高一倍，從而可 以在不增加開(kāi)關(guān)損耗的情況下將諧波頻率提高一倍，大大減小了輸出濾波器的體積。 第 2章單相逆變器總體設(shè)計(jì) 13 圖 24 單極性倍頻 SPWM 調(diào)制原理 倍頻調(diào)制 方式的調(diào)制原理如上圖 24所示，它包含有兩個(gè)基準(zhǔn)波 1su 、 2su并且有 12ssuu?? 1su 與載波 cu 交截產(chǎn)生 1gu 、 2gu 信號(hào)而 2su 與載波 cu 交截產(chǎn)生 3gu 、 4gu 信號(hào)。 輸出電壓 abu 的正半周實(shí)際上是由信號(hào) 1gu 、 4gu 的與邏輯決定的。 當(dāng) 1gu 、 4gu 為高電平時(shí)，有 T T4 導(dǎo)通而使得 ab inuU? ，當(dāng) 1gu 或 4gu 有一個(gè)為低電平時(shí)，則有 T T4 或者 T T3導(dǎo)通而使得 0abu ? 。由于在正半周內(nèi) , 1gu 的高電平區(qū)恒寬于 4gu 的低電平區(qū)，所以 T T3沒(méi)有同時(shí)導(dǎo)通的時(shí)刻而使得輸出電壓 abu 中只包含 inU 和 0兩個(gè)電平，而在負(fù)半周則輸出圖電壓abu 中只包含 0和 inU? 兩個(gè)電平，所以這也是一種三態(tài)調(diào)制。由于 abu 在一個(gè)載 波周期內(nèi)有兩次狀態(tài)轉(zhuǎn)變，所以輸出電壓頻率為器件開(kāi)關(guān)頻率的一倍。 在小功率逆變電路中，從降低電路成本考慮，一般采用半橋逆變主電路和雙極性 SPWM調(diào)制的方式。而在大功率逆變器中，從減小輸出濾波器體積和提高輸出波形質(zhì)量方面考慮，一般采用全橋逆變主電路和單極性倍頻的(25) 14 SPWM調(diào)制。通過(guò)綜合選擇，確定單極性倍頻 SPWM調(diào)制為本文所采取的調(diào)制方式。 LCL 濾波器的 設(shè)計(jì) 利用隔離變壓器漏感確定 LCL 濾波 逆變電源并網(wǎng)運(yùn)行時(shí)本質(zhì)上為電流源，高開(kāi)關(guān)頻率會(huì)造成對(duì)電網(wǎng)產(chǎn)生污染的高次諧波，其輸出電流會(huì)對(duì)電網(wǎng)產(chǎn) 生嚴(yán)重的諧波污染。傳統(tǒng)的網(wǎng)側(cè)濾波器為 L濾波器如圖 25所示，由電感 L將高頻電流諧波限制在 一定范圍之內(nèi)，減小對(duì)電網(wǎng)的諧波污染。 G r i dF Bi n v e r t e rL liiV gV 圖 25 電感 L為濾波器的單相并網(wǎng)逆變器 但隨著功率等級(jí)的提高，特別是在中高功率 的應(yīng)用場(chǎng)合，開(kāi)關(guān)頻率相對(duì)較低，要使網(wǎng)側(cè)電流滿足相應(yīng)的諧波標(biāo)準(zhǔn)所需的電感值太大 [12]。這不僅使網(wǎng)側(cè)電流變化率下降，系統(tǒng)動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能降低，還會(huì)帶來(lái)體積過(guò)大成本過(guò)高等一系列問(wèn)題。一般的 LC濾波器，雖然其結(jié)構(gòu)和參數(shù)選取簡(jiǎn)單，但無(wú)法平抑輸出電流的高頻紋波，容易因電網(wǎng)阻抗的不確定性而影響濾波效果。采用LCL的結(jié)構(gòu)比 LC結(jié)構(gòu)有更好的衰減特性，對(duì)高頻分量呈高阻態(tài)，抑制電流諧波，并且同電網(wǎng)串聯(lián)的電感 L 還可以起到抑制沖擊電流的作用。要達(dá)到相同的濾波效果， LCL濾波器的總電感量比 L和 LC濾波器小得多，有利于提高電流動(dòng)態(tài)性能， 同時(shí)能降低成本，減小裝置的體積重量。在中大功率應(yīng)用場(chǎng)合， LCL濾波器的優(yōu)勢(shì)更為明顯。本章設(shè)計(jì)一種利用隔離變壓器漏感的LCL濾波器，其結(jié)構(gòu)如圖 26。本文對(duì)傳統(tǒng)的 LCL濾波器加以改進(jìn)，利用隔離變壓器漏感，減少了一個(gè)電感，在降低成本的同時(shí)顯著減少并網(wǎng)電流的直流分量，有效抑制諧波污染，提高并網(wǎng)電流質(zhì)量。 第 2章單相逆變器總體設(shè)計(jì) 15 G r i dF Bi n v e r t e riV gVT RLLiC0i 0V 圖 26 單相并網(wǎng)逆變器的 LCL 濾波器 本文設(shè)計(jì)的利用隔離變壓器漏感的 LCL濾波器的并網(wǎng)逆變器如圖 26所示。 LCL 濾波器數(shù)學(xué)模型及波 特圖分析 本文設(shè)計(jì) LCL濾波器的并網(wǎng)逆變器等效原理圖如圖 27所示。根據(jù)等效原理圖可得： 11 1 1 ()( ) ( ) ( )icd i tU t R i t L U tdt? ? ? 12( ) ( ) ( )ci t i t i t?? 2 2 2 2 ( )( ) ( ) ( )icgdtU t R i t L U tdt? ? ? 其中， iU ， cU ， gU 分別為輸入電壓，電容電壓和輸出電壓； 1i ， 2i ， ci 分別為電感 1L 電流，電感 2L 電流和電容電流。 L 1L 2C 2 0 u f2R 圖 27 LCL 濾波器的等效原理圖 由于 LCL型濾波器在低頻 (約低于在濾波器諧振頻率下的一半 )時(shí)的表現(xiàn)性能和純電感 L型濾波器相近，其中電感 L=L1＋ L2，容易得到 LCL型濾波器輸 出電流 2i 和輸入電壓 iU 之間的傳遞函數(shù)為 (電阻 1R 和 2R 比較小可近似為 0) 2 31 2 1 2() 1() ( ) ( )iisGs U s s L L s L L?? ?? (26) (27) (28) (29) 16 針對(duì) LCL型濾波器是三階環(huán)節(jié)，有可能產(chǎn)生震蕩，為了提高系統(tǒng)的可靠性，避免高頻諧振，在濾波電容上串聯(lián)一個(gè)電阻 R ，經(jīng)推導(dǎo)可得該情況 下逆變器輸入電壓 iU 與輸出電流 2i 在靜止坐標(biāo)系下的函數(shù)關(guān)系式 2 321 2 1 2 1 2() 1() ( ) ( ) ( )ciis R C sGs U s L L C s R L L C s L L s??? ? ? ? ? LCL濾波環(huán)節(jié)的波特圖如圖 28所示 圖 28 ()cGs的波特圖 LCL型濾波器在低頻以 20dB/十倍頻