【文章內(nèi)容簡介】 關(guān)斷。這個時間對應(yīng)的等效電路如圖 26(b)所示。考慮到前面的假定，由于輸出濾波電感很大，負(fù)載被等效成一恒流源，故可以認(rèn)為在此段時間內(nèi)原邊電流 pi = PI =n 0I 近似不變，類似一個恒流源。因此電容電壓 2CV 可近似認(rèn)為在恒流源 PI 作用下線性下降。即 CtnIVV inc 02 ?? （ ） 式中， C= C1+C2。在時刻 t2, C2 上的電壓下降到零，開關(guān)管 Q2 的反并聯(lián)二極管 10 D2 自然導(dǎo)通，這個時間段結(jié)束。這個時間段的長度為 : 0122 nICVttT in??? （ ） (3) t2t3 時間段 (模式 3) 在時刻 t2, 2CV 下降到零， D2 導(dǎo)通，開關(guān)管 Q2隨后可以在零電壓下完成開通，原邊電流通過 Q4 和 D2 續(xù)流，將電壓 abV 箝位 在零，阻斷電容 bC 上的電壓上升到 cbpV 。在這個時間段，飽和電感仍處于飽和狀態(tài)。在阻斷電容電壓cbV的作用下，原邊電流將迅速下降，并導(dǎo)致副邊電流迅速下降。輸出電流 I0 與副邊電流的差值將通過副邊整流器續(xù)流，從而將變壓器副邊和原邊短路。這個時間段的等效電路圖如圖 26(c)所示，其工作過程的波形如圖 27 所示。根據(jù)前面的假定，由于 bC 足夠大，因此在這個 時間段其上的電壓cbV= cbpV 可近似看作不變。 由于電壓 abV 等于零，變壓器原邊短路，故阻斷電容電壓cbV全部加在諧振電感上，這時有 : tLVnIi scbpp ?? 0 （ ） 在時刻 t3，原邊電流 pi 衰減到零，這個工 作模式結(jié)束。該工作模式的持續(xù)時間為 : LsVnIttT cbp0233 ??? （ ） 圖 26 FBZVS/ZCSPWM變換電路工作原理 11 (4)t3t4 時間段 (模式 4) 在時刻 t3 ， pi 衰減到零之后，在阻斷電容電壓cbV的作用下 pi 將試圖向反方向變化，但這時飽和電感 STL 己退出飽和狀態(tài)，呈現(xiàn)出較大的電感量，阻止了 pi 的進(jìn)一步變化。在這個時間段，阻斷電容上的電壓保持不便，開關(guān)管 Q4 仍處于導(dǎo)通狀態(tài)，但已沒有電流流過。如果 Q4 為 IGBT 管，則其上的少數(shù)載流子可在這個時間段得到復(fù)合。由于原邊電流為零， A 點對地電壓為 0?AV B點對地電壓為 BV = cbpV 這個時間的等效電路圖如圖 26 (d)所示。 (5)t4— t5時間段 (模式 5) 在時刻 t4，開關(guān)管 Q4 在零電壓、零電流狀態(tài)下關(guān)斷。在這個時間段阻斷電容上的電容繼續(xù)維持不變，主電路中的電流為零。等效電路圖如圖 26(e)所示。這個時間段實際上是滯后臂開關(guān)管狀態(tài)轉(zhuǎn)換之間的死區(qū)時間，在這個時間段里，剩余少數(shù)載流子繼續(xù)復(fù)合移去。 (6)t5t6 時間段 (模式 6) 在時刻 t5，開關(guān)管 Q3 導(dǎo)通，由于此時飽和電感器尚未進(jìn)入飽和，原邊電流 pi 不可能突變，需要經(jīng)過一定的時間才能迅速上升，因此 Q3的導(dǎo)通為零電流導(dǎo)通。 Q3 導(dǎo)通后，在阻斷電 容電壓和輸入電壓的共同作用下飽和電感很快又進(jìn)入 飽和區(qū)。由于漏感很小，因此原邊電流 pi 在這兩個電壓的共同作用下迅速線性上升。這時有 : tLVVi s cbpinp ?? （ ） 在時刻 t6, pi 上升到等于輸出電流反射值在時刻 0nI 輸出電流全部通過變壓器副邊、電源再次向負(fù)載輸送能量。之后，阻斷電容 bC 上的電壓cbV將向由正向負(fù)逐漸減小開始下半個對稱的周期。這個工作模式的等效電路如圖 26(F)所示，其持續(xù)時間 incbpSVV LnIttT ???? 0566 （ ） 12 圖 27 FBZVS/ZCSPWM變換電路工作波形 全橋型電路的主電路元氣件參數(shù)的確定 下面介紹的設(shè)計方法適用于正激、推挽、半橋、全橋型電路， ① 變壓器的設(shè)計 變 壓器是開關(guān)電源中的核心元件，其他主電路器件的設(shè)計都依賴于變壓器的參數(shù)，因此首先應(yīng)對變壓器參數(shù)進(jìn)行設(shè)計。高頻變壓器工作時的電壓、電流都不是正弦波，因此工作狀況與工頻變壓器是不一樣的，設(shè)計公式也有所不同。需要設(shè)計的是電壓比，鐵心的形式和尺寸、各繞組匝數(shù)的、導(dǎo)體截面積等。 電壓比 kt 電壓比的設(shè)計原則是電路在最大占空比和最低輸入電壓的條件下，輸出電壓仍能達(dá)到設(shè)計需要的上限，考慮到電路中的壓降，輸出電壓應(yīng)留有余量 ； min maxmaxinToUDk UU? ?? （ ） kt—— 電壓比； Uinmin—— 輸入直流電壓最小值，應(yīng)選輸入電壓下限，注意考慮電壓波紋； Dmax—— 最大占空比； Uomax—— 最高輸出電壓； U? —— 電路中的壓降，應(yīng)包含整流二極管壓降和電路中的線路壓降等。 ② 鐵心的選取 計算出電壓比后，可根據(jù)以下 公式選取合適的鐵心： 13 tew s C ePAA f BD k? ? （ ） 式中 Ae—— 鐵心磁路截面積； Aw—— 鐵心窗口面積； PT—— 變壓器的傳輸功率； Fs—— 開關(guān)頻率 B? —— 鐵心在一個工作周期內(nèi)磁感應(yīng)強(qiáng)度的 變化范圍（見圖 28） 圖 28 充電電流與電壓的關(guān)系 Dc—— 變壓器繞組導(dǎo)體的電流密度 kc—— 繞組在鐵心窗口中的填充系數(shù) 根據(jù)以上公式計算出鐵心應(yīng)具備的截面積 —— 窗口面積后，可以在生產(chǎn)廠家提供的產(chǎn)品手冊中查到合適的鐵心，使其形狀和尺寸滿足要求。 ③ 繞阻匝數(shù) 選定鐵心后，便可以計算繞組匝數(shù)。由于電壓比已知，可以首先計算一次或二次繞組匝數(shù)中任意一個，然后根據(jù)電壓比推算另一個。通常計算二次匝數(shù)更加容易，計算公式為 VeSN BA?? （ ） 14 式中 N—— 所計算的繞組的匝數(shù)； Sv—— 這一繞組的最大伏 秒面積 （既圖 29 和圖 210 中陰影部分） 圖 29 電路繞組電壓 .勵磁電流和變壓器工作時的磁化曲線 圖 210 雙端電路繞組電壓 .勵磁電流和變壓器工作時的磁化曲線 其定義為 0TonV T tS u d?? （ ） B? —— 鐵心工作時的允許磁感應(yīng)強(qiáng)度； 15 Ae—— 鐵心磁路截面積。 為了保證在任何條件下鐵心不飽和，設(shè)計時應(yīng)按最大伏 秒面積計算匝數(shù)。因為電路中電壓的波形都是方波，所以最大伏 秒面積的計算可以簡化為電壓和脈沖寬度的乘積。通常計算二次側(cè)最大伏 秒面積較為方便。 對于半橋、全橋、推挽等雙端電路： 222 2 0 m a x m a x0 0 0m a x m a x 2SSTTT o n SV M A X T t t O t OTS u d U d U d U????? ? ? ?????????? ? ? （ ） 因此，二次繞組匝數(shù)的設(shè)計公式簡化為 正激型電路： 02 SeUTN BA?? （ ） 半橋、全橋、推挽電路 ： 02 2 SeUTN BA? ? （ ） 一次側(cè)繞組匝數(shù)可由二次側(cè)繞組和電壓比推算出來。 ④ 繞組導(dǎo)體截面積 根據(jù)流過每個繞組的電流值和預(yù)先選定的電流密度，既可計算出繞組 導(dǎo)體截面積： C cIA d? （ ） ⑤ 變壓器設(shè)計的其他問題 包括變壓器勵磁電感和漏感的估算，以及繞組結(jié)構(gòu)的設(shè)計。 可以用變壓器的等效電路來說明勵磁電感和漏感，如圖 211 圖 211 變壓器的 T型等效電路 16 圖中 Lm Lm2 為勵磁電感； Lsi 為一次側(cè)繞組的漏感， Ls2 為二次側(cè)繞組的漏感，已經(jīng)按電壓比折算到一次側(cè)。 2011 reM ANL l??? （ ） μ 0—— 真空磁導(dǎo)率； μ r—— 鐵心材料相對磁導(dǎo)率； Ae—— 鐵心截面積； N1—— 一次繞組匝數(shù)； L—— 鐵心磁路長度。 由于鐵心材料的相對磁導(dǎo)率 μ r 很大，因此勵磁電感通常也較大。如果鐵心未夾緊，磁路中有間隙，則勵磁電感會急劇下降，勵磁電流成倍增加，導(dǎo)致變壓器 性能嚴(yán)重惡劣化。 變壓器的漏感來源于沒有同時鉸鏈一次繞組和二次繞組的漏磁通。因此它同一、二次繞組相偶合的緊密程度緊密相關(guān)。漏感對工作電路帶來的影響主要是負(fù)面的，開關(guān)氣件關(guān)斷時很高的 di/dt 使漏感兩端產(chǎn)生尖峰狀電壓，給開關(guān)器件造成過電壓。雖然可以采用 Rc 吸收電路來降低過電壓，但會造成較大的損耗。過大的漏感還會造成占空比的損失。因此變壓器的設(shè)計應(yīng)盡量減少漏感。減少漏感的方法主要是提高一二次繞組耦合的程度，如采用間隔繞組等。 輸出濾波電路的設(shè)計 輸出濾波電路的作用是濾除二次側(cè)整流電路輸出的脈動直流中的交 流分量，得到平滑的直流輸出。在開關(guān)電源中通常采用一級 LC 濾波電路，當(dāng)要求輸出紋波很小時，采用二級 LC 濾波電路，如圖 212 所示。 17 圖21 2(a )一 級LC濾 波電路圖21 2(b )二 級LC濾 波電路 濾波器的設(shè)計首先應(yīng)進(jìn)行電感的設(shè)計，然后再進(jìn)行電容的設(shè)計。 18 第 三 章 濾波電路和主電路的計算 濾波電感 設(shè)計濾波電感首先應(yīng)根據(jù)輸出電壓、輸出電流和開關(guān)頻率，并首先選定允許的輸出電感電流紋波值，然后按公式計算電感值； 正激型電路： ?2 omsUL fI? ? （ ） 全橋、半橋、推挽型電路： ?4 omsUL fI? ? （ ） 式中 L—— 濾波電感的值； Uon —— 輸入電壓最高、占空比為 時的輸出電壓值，此時電感電流紋波最大； Fs——— 開關(guān)頻率； 206。 —— 允許的電感電流最大紋波波峰峰值； 計算出電感值后，根據(jù)電感值和流過電感的電流，再計算以下各項。 （ 1） 計算電感鐵心 m ax m axm ax?ew c cLI IAA dBK? () 式中 Ae—— 鐵心磁路截面積； Aw—— 鐵心窗口面積； L—— 電感值 Imax—— 電感電流最大有效值 19 206。max—— 電感電流最大峰值； Bmax—— 磁路磁通密度最大值； Dc—— 電感繞組導(dǎo)體的電流密度； Kc—— 繞組在鐵心窗口的填充系數(shù)； （ 2） 計算繞組匝數(shù) maxmax?L eLIN BA? () （ 3） 計算氣隙 20 __e Ll NAL?? () 然后根據(jù)電感電流和預(yù)先選定的電流密度，可以計算出繞組截面積。 濾波電容 由于已知電感電流最大紋波系數(shù)，可以假設(shè)電感電流最大紋波有效值為 206。/2，而濾波阻抗： 21()C C E ScEsXL CR ? ?? ? ? () 式中 Rces—— 濾波電容等效串聯(lián)電阻； Lces—— 濾波電容等效串聯(lián)電感； C—— 濾波電容值； w—— 電容的工作頻率。 若 根據(jù)預(yù)先選定的輸出電壓最大紋波有效值，則可按下式計算出濾波電容的阻抗 ； 22?c UX I?? ? () 然后根據(jù)電容手冊選取合適的電容。 由于開關(guān)電源