【文章內(nèi)容簡(jiǎn)介】 優(yōu)點(diǎn)是可以是輸入電流連續(xù)，并且在整個(gè)輸入電壓的正弦周期都可以調(diào)制，因第 1 章 緒論 5 此可以獲得 很高的功率因數(shù)，該電路的 電感 電流 即為輸入電流，因而容易調(diào)節(jié)，同時(shí)開關(guān)管驅(qū)動(dòng)信號(hào)與輸出共地，驅(qū)動(dòng)簡(jiǎn)單，此外輸入電流連續(xù)，開關(guān)管的電流峰值較小，因此對(duì)輸入電壓變化適應(yīng)強(qiáng)。但是儲(chǔ)能電感在 Boost 升壓電路中起著極為關(guān)鍵的作用，一般而言，其電感值越大，匝數(shù)越多，阻抗就越大，這樣就會(huì)容易引起電感飽和，發(fā)熱量增加，嚴(yán)重威脅產(chǎn)品的壽命。同時(shí)受到開關(guān)管電壓應(yīng)力、變換效率等因素，限制了電路體積的進(jìn)一步減小，同時(shí)分布參數(shù)也制約了其效率的提高的限制。 經(jīng)典 Boost 變換器要實(shí)現(xiàn)高電壓增益需寬占空比導(dǎo)通，然而寬占空比導(dǎo)通、高 壓輸出下二極管反向恢復(fù)會(huì)造成嚴(yán)重的開關(guān)損耗及電磁干擾等問題；高匝比的反激變換器可以實(shí)現(xiàn)高電壓增益，但在低壓輸入高壓輸出的場(chǎng)合原邊匝數(shù)少，漏感大，需箝位電路限制開關(guān)器件電壓應(yīng)力，能量不能高效地傳輸。 CRLD CLD 1S 圖 14 傳統(tǒng) Boost 拓?fù)鋱D 傳統(tǒng)的 Boost 變換器的研究缺陷 和如何改良 ： 開通期間，二極管的反向恢復(fù)電流易使開關(guān)管通過浪涌電流，導(dǎo)致開通損耗并成為 EMI 源。關(guān)斷期間由于電路電感的作用造成了非常高的尖峰電壓，所以形成關(guān)斷 損耗并變成 EMI 源。電壓升壓不可以太大，否則在電壓較高輸出時(shí)，開關(guān)管負(fù)擔(dān)很高的電壓。普通的 Boost 電路造成電路很大損耗，嚴(yán)重的電磁干擾，可靠性不高，由于開關(guān)的頻率持續(xù)升高，此現(xiàn)象會(huì)更加突出。所以，在電路中必須解決此問題，最簡(jiǎn)單有效的方式是加上 RC 緩沖電路，但 RC 緩沖電路不能根本解決電路的開關(guān)損耗。電壓增益提高幅度與漏感和激磁電感的比值有關(guān)，漏感越大 ,電壓增益也越高，也即 BFC 在克服反激變換器漏感問題的同時(shí)，利用變壓器漏感提升了電壓增益，這表明，同樣的原邊開關(guān)管電流應(yīng)力，可以實(shí)現(xiàn)更大的輸出功率；漏感還可以限 制二極管電流的變化率，改善變換器電磁兼容特性；另一方面，漏感變大也會(huì)導(dǎo)致開關(guān)管電壓應(yīng)力升高，次 Boost 變換器的輸出電壓和傳統(tǒng)的 Boost 變換器輸出電壓是一樣小，因此，可以使用低電壓范圍和低電阻 RDS(ON)的半導(dǎo)體場(chǎng)效應(yīng)管（ MOSFET），大大降低了傳導(dǎo)損耗。實(shí)際電路中，應(yīng)綜合考慮器件應(yīng)力、電壓增益等因素合理設(shè)計(jì)變壓器。 6 Flyback 電路工作原理 Flyback 主要用在 250W 以下的電路中，其中的變壓器既有變壓器的作用，也有電感的作用。其有兩種工作方式：一種轉(zhuǎn)換方式就是完全能量，即電感斷續(xù)電流工 作的狀態(tài)；另一種轉(zhuǎn)換方式是不完全能量，即電感連續(xù)電流工作狀態(tài)。工作過程：當(dāng)導(dǎo)通MOS 管時(shí)，電源電流通過變壓器的原邊，原邊電流增大，而副邊因二極管 D1 的原因，電流大小為 0，變壓器增加磁心磁感應(yīng)強(qiáng)度，變壓器儲(chǔ)存能量；當(dāng)關(guān)斷 MOS 管時(shí)，原邊電流很快降成 0，在反激作用下副邊電流迅速增加到峰值，隨后線性減小，此時(shí)原邊由于關(guān)斷開關(guān)管，電流為 0，變壓器磁心磁感應(yīng)強(qiáng)度減小，變壓器放能。 SW 1 D 1C 1U 0U i 圖 15 Flyback 電路拓?fù)鋱D 傳統(tǒng)的 Flyback 變換器的研究缺陷： 反激電路比較簡(jiǎn)單，所以在中小功率領(lǐng)域被廣泛使用，通過對(duì)匝比調(diào)整，反激變壓器能達(dá)到高電壓的增益，但在低壓輸入高壓輸出應(yīng)用場(chǎng)合變壓器原邊匝數(shù)很少，導(dǎo)致變壓器的漏感其占激磁電感比例明顯變大，漏感會(huì)令變換效率下降 ，也會(huì)造成開關(guān)管關(guān)斷電壓尖峰偏高，最嚴(yán)峻時(shí)會(huì)擊穿開關(guān)管，因此應(yīng)用反激變壓器不容易高效率地傳輸能量。 輸出電壓會(huì)有較大的紋波 ,負(fù)載調(diào)整精度不高 ,因此輸出功率受到限制 ,通常應(yīng)用 150W 以下。轉(zhuǎn)換變壓器在電流連續(xù)模式下工作時(shí) ,有較大的直流分量 ,容易使磁芯飽和 ,所以必須在磁路中加入氣隙 ,磁 力線在氣隙附近會(huì)有散磁通，也就是漏磁，這部分散磁通會(huì)切割鄰近的導(dǎo)線，從而改變了鄰近導(dǎo)線的鄰近效應(yīng)，使得磁場(chǎng)分布發(fā)生改變，從而影響漏感，而且氣隙也對(duì)漏感的影響較大。 變壓器有直流電流成份 ,且同時(shí)會(huì)工作于 CCM/DCM 兩種模式 ,故在設(shè)計(jì)變壓器時(shí)較困難 ,反復(fù)調(diào)整次數(shù)較順向式多 ,迭代過程較 繁瑣 。 Boostflyback 升壓變換器在功率開關(guān)管和功率二極管兩端的電壓較低，而且電壓增益比較高 ， Boostflyback 升壓轉(zhuǎn)換器的耦合電感是電路輸出端得到更高的電壓；輸出側(cè)的電容可以斷開緩沖器，抑制電壓峰值；低額定電壓的 功率開關(guān)是用來減少輸送損耗。引入耦合電感、 Boost、 Boost 組合變換等可以實(shí)現(xiàn)利用變壓器漏感能量，并實(shí)現(xiàn)開關(guān)管關(guān)斷電壓降低，針對(duì)本設(shè)計(jì)的參數(shù)要求， Boostflyback 變換器是最合適的變換器。該變換器 Flyback 變換器變壓器原邊電感和 Boost 變換器電感共用， Flyback 變第 1 章 緒論 7 換器的開關(guān)管和 Boost 變換器開關(guān)管共用， Flyback 變換器的輸出和 Boost 變換器的輸出串聯(lián)，變壓器漏感能量能夠回饋到 Boost 變換器的輸出，從而獲得高增益高效率特性。電路具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、開關(guān)器件電壓應(yīng)力減少的 優(yōu)點(diǎn)。 本文的研究?jī)?nèi)容及意義 非隔離型高增益直流變換器可以實(shí)現(xiàn)高增益、高效率的功率變換，在新能源發(fā)電，工礦照明等場(chǎng)合都有廣泛的應(yīng)用，具有重要的研究意義。為了獲得高增益、高效率的直流變換器，本文的主要研究?jī)?nèi)容如下： 第一章介紹了課題的研究背景、研究意義，講述了非隔離型高增益直流變換器的研究現(xiàn)狀、研究熱點(diǎn)與方向。 第二章首先介紹了 Boostflyback 變換器的工作原理。 第三章對(duì) Boostflyback變換器控制和主電路參數(shù)計(jì)算。 第四章對(duì) Boostflyback 進(jìn)行電路仿真，分析仿真結(jié)果與理論 計(jì)算對(duì)比。 第五章對(duì)全文進(jìn)行了總結(jié)，并針對(duì)研究過程中存在的問題提出了工作展望。第 2 章 Boostflyback 變換器 8 第 2 章 Boostflyback 變換器 變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與工作過程 拓補(bǔ)結(jié)構(gòu)及其工作原理 圖 211 拓補(bǔ)結(jié)構(gòu) Boostflyback 升壓變換器在功率開關(guān)管和功率二極管兩端的電壓較低，而且電壓增益比較高， Boostflyback 升壓轉(zhuǎn)換器的耦合電感 使得 電路輸出端得到更高的電壓輸出；輸出側(cè)的電容可以斷開緩沖器，抑制電壓峰值；低額定電壓的功率開關(guān)是用來減少輸送損耗。引入耦合電感 、 Boost、 Boost 組合變換等可以實(shí)現(xiàn)利用變壓器漏感能量，并實(shí)現(xiàn)開關(guān)管關(guān)斷電壓降低， 但拓?fù)浜涂刂谱兊脧?fù)雜。本文基于 Boost 拓?fù)渑c反激拓?fù)涞挠袡C(jī)組合，研究一種新的高升壓比、高效 Boostflyback(BoostflybackConventer ,BFC) 變換器拓?fù)洹? Boost 與 Flyback 變換器輸入級(jí)具有相同的結(jié)構(gòu)，將兩個(gè)變換器的輸入級(jí)共用、輸出級(jí)串聯(lián)則構(gòu)成了 BFC，中 Lp、 Ls 和 Lk分別為變壓器的激磁電感和漏感， NP 和 NS分別為變壓器原副邊繞組，且 NS:NP=n。 BFC 中， D1 相當(dāng) 于 Flyback 變換器的輸出二極管，D1 相當(dāng)于 Boost 變換器的輸出二極管，與反激變換器類似，通過改變變壓器匝比可以提高輸出電壓增益， D1 實(shí)現(xiàn)了主開關(guān)管的電壓鉗位，同時(shí)將變壓器漏感能量傳輸?shù)搅溯敵鰝?cè)。采用輸入并聯(lián)輸出串聯(lián)結(jié)構(gòu)可以進(jìn)一步提高輸出電壓增益，同時(shí)減小輸出電容的電壓應(yīng)力，減小輸入輸出電壓或電流紋波，且有利于減小每個(gè)變壓器的功率等級(jí) ，改善器件電壓應(yīng)力。 9 D1C1D2C2R1D CsD3 圖 212 Boostflyback 拓?fù)鋱D Boostflyback 變換器的優(yōu)點(diǎn)： Boost 環(huán)節(jié)與反激環(huán)節(jié)輸入支路共用，零電壓開關(guān)管開通，零電流關(guān)斷二極管，二極管的反向恢復(fù)問題就不存在了，其變換的效率也極高。 Boost— flyback 采用串聯(lián)結(jié)構(gòu)的變換器輸出端，提升了輸出的電壓其增益，變換器采用兩路并聯(lián)輸入輸出串聯(lián)的方案，更大的提高了變換器其電壓的增益，同時(shí)減弱了器件的應(yīng)力、減弱了輸出輸入電流或電壓的紋波，對(duì)于具有反激電路的變換器，一樣的關(guān)開管電流應(yīng)力，得以實(shí)現(xiàn)更高的功率輸出。拓?fù)湟卜浅：?jiǎn)潔，功率的密度不高，成本也大大降低。 DCM 模式下工作的變換器，開環(huán)模 式也可以控制輸出的功率，除此以外，開關(guān)管共地驅(qū)動(dòng)，所以驅(qū)動(dòng)、控制十分簡(jiǎn)單。 拓?fù)涔ぷ鬟^程分析 在進(jìn)行具體的工程計(jì)算之前，先在理想狀態(tài)下分析電路工作原理。理想假設(shè)如下： (1)變換器以工作在穩(wěn)定狀態(tài)； (2)濾波電感足夠大，以保證在功率開關(guān)的一個(gè)周期中，其電流基本不變； (3)電路中所有元器件均為理想器件。 根據(jù)波形圖，可以把電路的一個(gè)工作周期分為 4 個(gè)模態(tài)。下面具體對(duì)四個(gè)模態(tài)進(jìn)行分析，從而進(jìn)一步了解其工作的具體過程和原理。 設(shè)計(jì)電路時(shí)，首先對(duì)于變壓器電感的量應(yīng)該明確。臨界連 續(xù)的電流決定電感值。臨界連續(xù)時(shí)，在晶體管關(guān)斷瞬時(shí)，次級(jí)電流剛好下降到零。臨界的連續(xù)是特例的連續(xù)。安匝恒頻的連續(xù)模式的反激變換器電流輸出降低就會(huì)進(jìn)入斷續(xù)模式。斷續(xù)模式的下一級(jí)電流維持時(shí)間短于開關(guān)管的截止時(shí)間。零電流導(dǎo)通晶體管，二極管輸出整流并且零電流關(guān)斷。和連續(xù)模式對(duì)照，功率開關(guān)管的關(guān)斷電流比連續(xù)模式電流大出多倍，關(guān)斷變換器的損耗增加，同時(shí)漏感引起功率損耗也會(huì)加大。 第 2 章 Boostflyback 變換器 10 圖 213 電流 連續(xù)波形 (波形 a)、和 電流 臨界連續(xù)波形 (b)和 電流 斷續(xù)波形 (c) 變換器工作過程分析如下： 階段 1[t0， t1] t0起始時(shí)刻 S已穩(wěn)定導(dǎo)通閉合， D1反向截止斷開， D2反向截止斷開， C C2電壓相等。在此階段，反激電感的電流持續(xù)上升直至 t1時(shí)升到峰值，存儲(chǔ)的能量增加到最大值，同時(shí)次級(jí)二極管被放置在反激式變換器 D1偏置反向， Boost的續(xù)流二極管 D2關(guān)斷。輸出電容存儲(chǔ)的能量供電給負(fù)載 (S導(dǎo)通 ， D D2關(guān)斷 )。如圖 [t0,t1]。 C1C2R1D CsD3 圖 2 1 4 [t0 ,t1 ] 11 階段 2[t1 ， t2 ] t1時(shí)刻 ,信號(hào)控制作用 S關(guān)斷，兩 個(gè)途徑傳遞電感能量傳遞給負(fù)載：部分儲(chǔ)能經(jīng)過反激電感傳遞能量給次級(jí)傳遞；另一部分能量通過電感漏感和續(xù)流二極管串聯(lián)向負(fù)載供電 (S關(guān)斷， D D2導(dǎo)通 )。如圖 215 [t1,t2]。 C2R1D CC1 圖 215 [t1,t2] 階段 3 [t2， t3] 該階段，電感副邊電壓不足驅(qū)動(dòng)二極管導(dǎo)通， D1二極管關(guān)斷，電感中的能量和電源繼續(xù)經(jīng) D2電路向負(fù)載供電，直至 S重新導(dǎo)通。到這一階段， 電路完成一個(gè)工作周期。也就是此階段末尾，開關(guān)管 S又重新導(dǎo)通開始下一個(gè)工作周期。如圖216[t2,t3]。 C1C2R1D C 圖 216[t2,t3] Boost DCDC 變換器模型 從本質(zhì)上來說， Boost 變換器在電感充電的過程中，同 Boost 變換器開通過程一樣。當(dāng)開關(guān)控制關(guān)閉，開關(guān)管導(dǎo)通提供回路共電感放電。雖然需要更多的元件和額外的開關(guān)邏輯時(shí)序，但是該拓?fù)涮岣吡斯ぷ餍?，更快的開關(guān)導(dǎo)通時(shí)間，與二極管相比更低的 場(chǎng)效應(yīng)晶體管 串聯(lián)電阻 。一個(gè)平均電路模型可以表示的寄生電阻效應(yīng)升壓轉(zhuǎn)換器 。在第 2 章 Boostflyback 變換器 12 里面，一個(gè)非線性大信號(hào)模型實(shí)際的開關(guān)元件可以得到。此模型是用于電壓的設(shè)計(jì)和分析有用和電流回路和用于輸入和輸出阻抗該轉(zhuǎn)換器平均電流控制。采用直流和小信號(hào)電路模型，包括寄生分量導(dǎo)出的方程為直流電壓增益和效率。以恒定頻率以及控制穩(wěn)態(tài)分析策略在可變頻率模式的變形回掃變換器。升壓轉(zhuǎn)換器單元的電流共享特性已被來自用于解析表達(dá)式穩(wěn)態(tài)運(yùn)行。由采用耦合電感，一個(gè)集成的升壓，反激轉(zhuǎn)換器與高電壓增益，提出了高效率、高電壓升壓轉(zhuǎn)換器的增益，其中的操作類似于其對(duì)應(yīng)與的有源 鉗位電路，只有一個(gè)二極管代替活躍的電源開關(guān)。 LDCSD 1C R LD 2 圖 22 Boost 變換器結(jié)構(gòu)圖 Boost 拓?fù)潆娐?, 可以分別寫出 Boost 變換器開通和關(guān)斷狀態(tài)方程。 因?yàn)槊恳粋€(gè)開關(guān)周期都是非常短暫的 , 所以我們?cè)谝粋€(gè)開關(guān)周期內(nèi)用空間狀態(tài)平均法來綜合兩個(gè)階段的方程 , 可得到一個(gè)有關(guān)輸出電壓和開關(guān)頻率的非線性狀態(tài)方程。 Boost DCDC變換器結(jié)構(gòu)圖見圖 22。用狀態(tài)空間平均模型來描述同步 DCDC Boost 變換器 ，有： )()()( )()( ttVtd tditv gLo ???? (21) Rtvtidt tdvC oLo )()()( ?? (22) 其中 L 為電感感值， C 為電容容值， R 為負(fù)載電阻， )(tVg 輸入電壓， ??tiL 電感電流， ??tvo輸出電壓， )