【文章內容簡介】 測量數據得到的，從中反映了超寬帶信道在室內多徑環(huán)境中的部分統(tǒng)計特性，然而隨著所處環(huán)境的變化，信號的分布特性可能會發(fā)生變化。由于超寬帶無線電脈沖持續(xù)時間很短，因此大部分多徑分量都可以從時域上分析出來，在接收信號很小的時間窗內，只有有限數目的多徑分量發(fā)生重疊，這寫重疊部分導致信號衰落。根據超寬帶無線電信號在多徑傳播中這一特點，文獻[12]提出適合超寬帶無線電室內多徑傳播的信號幅度特性，即POCANAZU分布。 室內信道特征參數對于室內信道模型的研究必然需要分析信道的一些特性。下面給出信道路徑損耗指數、沖激響應、平均超量時延和RMS時延擴展以及多徑分量數目等參數的分析方法。其中，路徑損耗和陰影衰落根據測量信道頻率響應來估計，而其他統(tǒng)計參數則通過對信道沖激響應的分析得到。路徑損耗路徑損耗是在頻域中對示波器數據FFT進行補償后，通過對幅度平方求和進行估計。將數據分離為LOS路徑分量和NLOS路徑分量，則可以計算出路徑為： （）式中：路徑損耗用dB表示；是在參考距離1m處的損耗；是用米為單位表示的中心波長；是以米為單位的距離；是陰影衰落（方差為的零均值高斯隨機變量，單位是dB），而且在自由空間情況下路徑損耗指數。沖激響應室內信道傳播的主要特點是：由于發(fā)射機和接收機之間存在多條傳播路徑，發(fā)射信號傳播之后會產生多個經過時延和衰減的信號。接收信號可以表示為： （）其中，和分別是第n條路徑時刻t的信道增益和信道時延，是時刻t觀測到的路徑數，是接收機處的加性噪聲。式（）說明，信道可以由、和完全表征。從上式中可以得到信道的沖激響應，可以寫成： （）其中，是Dirac數。在式（）中，考慮了發(fā)射機和接收機的移動等因素引起的傳播環(huán)境的變化，信道沖激響應是時變的。而通常情況下，我們認為信道的變化速率與脈沖速率相比很慢。我們假定在觀測時間T（T大于脈沖平均重復周期）內信道是穩(wěn)定的。在這樣的假設下，式（）可以表示為： （）信道沖激響應可寫為： （）上式即為著名的Truin模型。這種信道假定表征信道的所有參數都是服從特定分布的隨機變量。所以我們需要知道關于信道增益、脈沖到達時間以及路徑數N的統(tǒng)計信息，他們可以在接收端得到。但是，在應用于沖激無線電時，式（）表示的模型因為沒有考慮脈沖在反射或穿透障礙物時其形狀的變化，從而致使這個模型存在較大缺陷。脈沖的形狀應與傳播路徑有關，不同的傳播路徑有不同的沖激響應。因此，接收信號應表示為： （）這里，一個特定的脈沖波形與路徑n對應[1]。多徑分量數目對于每一個脈沖沖激響應進行歸一化，使其峰值等于1，然后分別計算大于10dB、20dB、30dB的樣本數目。將每一類中的幅度平方和除以所有測量點的幅度平方和，可以得到它在整個能量中的比值。根據在峰值10dB范圍內多徑數目實測值可以知道，多徑數目會受到實數通帶和復數值基帶表示方法、不同時間窗長度、加窗和非加窗處理、利用NLOS和LOS數據或所有測量數據等多方面因素的影響[18]。時延擴展估計時延擴展的方法有時域方法和頻域方法兩種。對于時域方法，根據單個沖激響應可以按照下面的公式失算平均超量時延： （）上式中是第i個沖激響應估計值的的所在時刻位置，時延相對于其均值的標準偏差可記為，它由下式計算： （）其中： （）式（）表示了信道沖激響應的有效持續(xù)時間，它是接收端判斷ISI存在與否的最基本參數：如果兩個脈沖的時間間隔小于，就存在ISI。事實上，任一接受脈沖都會受到先前發(fā)射的脈沖延時到達的影響。對于密集多徑環(huán)境（如室內傳播時），其信道沖激響應對大的顯示出明顯的功率分布。因此大，此時脈沖間隔必須增加以控制ISI。對于多徑不太嚴重的信道（如室外信道），信道對沖激響應的能量主要幾種在第一條路徑（即對應于較小的值的路徑），這是，比較小，脈沖重復周期可以相應減小。功率延遲剖面式（）沖激響應的功率剖面（PDP）可以用一個圖形表示，其坐標分量分別為不同分量的到達時間和相應的接收功率?；韭窂降牡竭_時間一般是相對于LOS而言的，LOS分量的到達時間固定為0。 SV信道模型Saleh和Valenzuela利用他們在其辦公樓處的測量結果和其他研究這的測量結果，提出了用于不同室內無線系統(tǒng)仿真和分析的室內無線信道統(tǒng)計模型。這一模型被證實和測量結果一致，并可以通過調整參數擴展到其它的建筑物。該模型主要用四個參數來描述不同的環(huán)境：簇到達速率、每簇中射線到達的速率、簇衰落因子和射線衰落因子。SV模型假定多徑成簇到達，在一簇里，接收到的多徑中的一徑的幅度是一個獨立瑞利隨機變量，并有一個隨著傳播衰減和時延而指數衰減的變量。多徑中一徑的相位角是一個在[0，2π]之間均勻分布的獨立隨機變量。簇和一簇中的多徑構成泊松到達過程，簇的表達式和建筑物結構有關，一簇內的多徑是由發(fā)送和接收附近物體的多次反射組成。該模型仿真時比較簡單，而且對被測信道模擬比較準確，已經成功的應用在辦公室環(huán)境中，但是在一些復雜室內環(huán)境中采集數據就不行了。在最初的SV模型中幅度統(tǒng)計是服從瑞利分布的。然而，在UWB信道的測試中發(fā)現(xiàn)幅度的分布更符合對數正態(tài)分布。因此，規(guī)定了幅度是對數分布的，并引入了一個變量來表示總的多徑能量的對數正態(tài)分布的信道增益的變化。最終與2003年7月頒布了UWB的室內信道模型，同時這個信道模型被假定在觀察期間是靜止的。IEEE模型的信道沖激響應可以表示為： （）其中，X代表對數正態(tài)分布的信道增益的變化；L代表觀測到的簇的數目；代表第n簇中接收到的多徑數目；代表第k條路徑的系數；表示第n簇的到達時間，是第n簇中第k條路徑的時延。信道系數可以定義為 （）上式中，為以等概率取+1和1的離散隨機變量，是第n簇中第k條路徑的服從對數正態(tài)分布的信道系數，可以表示為 （）其中，是均值為、標準差為的高斯隨機變量，特別的，可以進一步分解為 （）其中和為兩個高斯隨機變量，分別表示每簇和每個分量的信道系數的變化，我們分別用和表示和的方差。另外，利用簇幅度和簇內每個多徑分量的幅度都服從指數衰減的特點，可以得到的值： （）對每個實現(xiàn)，項包含的總能量必須歸一化為單位能量，即 （）根據SV模型，到達時間變量和分別為到達速率為和λ的泊松過程。幅度增益X為對數正態(tài)隨機變量： （）其中g是均值、方差為的高斯隨機變量。值取決于平均多徑增益G，它是在觀測位置測量得到的，即有； （）對于給定的平均衰減指數γ，G可以功過下式確定 （）其中是距離D=1m時的參考功率增益，γ是能量或功率衰減指數。根據上面的定義，當下面的參數明確后，沖激響應式（）表示的信道模型就可以完全表征出來：（1）簇平均到達速率；（2）脈沖平均到達速率λ；（3）簇的功率衰減因子；（4）簇內脈沖的功率衰減因子γ；（5）簇的信道系數標準偏差；（6）簇內脈沖的信道系數標準偏差；（7）信道幅度增益的標準偏差[1]。 本章小結本章首先分析了無線信道的傳輸特性，在此基礎上對超寬帶信道衰落特性和多徑效應進行詳細分析，探討了描述超寬帶室內信道特性的主要參數。第3章 IRUWB信號的發(fā)射和接收IRUWB是UWB通信最經典的實現(xiàn)方式，通信時利用寬度在亞納秒級的，具有極低占空比的基帶窄脈沖序列攜帶信息。發(fā)射信號是由單脈沖信號組成的時域脈沖序列，其頻譜已經在射頻段，無需經過頻譜搬移就可以直接輻射。通常采用的調制方式有PPM、BPSK、PAM等。窄脈沖通常采用高斯函數族波形，升余弦波形或者這些波形的組合。 UWB無線電通信的基本原理根據香農公式，通信系統(tǒng)的信道容量為： （）其中C是信道最大容量，單位是[b/s]；B是信道帶寬[Hz]；S是信號的功率[W]，N是噪聲的功率[W]。此式說明：在高斯信道中當傳輸系統(tǒng)的信噪比S/N下降時，可用增加系統(tǒng)傳輸帶寬的辦法來保持信道容量C不變，以實現(xiàn)信道內無差錯通信。香農還指出，在高斯噪聲干擾下，有限平均功率的信道上，實現(xiàn)有效和可靠通信的最佳信號是具有白噪聲統(tǒng)計特性的信號，這是由于高斯白噪聲理想的自相關特性所決定。超寬帶脈沖通信就是通過發(fā)射接收具有皮秒（, ）量級的脈沖信號來傳輸信息的。它以每秒數十兆的速率發(fā)射和接收脈寬小于1ns的窄脈沖信號，信息通過脈沖位置調制(PPM)調制到精確定時的脈沖串中去。 IRUWB脈沖根據方Maxwell程可知，收發(fā)天線對UWB信號的微分作用比窄帶系統(tǒng)明顯的多，這樣，當采用高斯脈沖信號的時候，由于高斯脈沖信號的各次微分具有很簡單的形式，分析起來很方便，所以當選用脈沖信號作為UWB信號模型時，大多都使用高斯脈沖信號。高斯脈沖表達式如下： （）式中α178。=4πσ178。是脈沖形成因子，σ178。為方差。上式中右邊取負號時所得的脈沖波形和相應的能量譜密度（ESD）。 典型高斯脈沖波形及其能量譜密度圖（α=）如果要改變波形而獲得頻譜形成主要有以下三種方法改變脈沖寬度、對脈沖進行微分和對基函數的組合。脈沖寬度取決于脈沖形成因子。減小的值將會使脈沖寬度壓縮，從而擴展傳輸信號的帶寬。因此，同一波形可以通過改變脈沖形成因子的值來得到不同的帶寬。注意到高斯脈沖有無限的持續(xù)時間，這將不可避免地導致脈沖混疊和符號間干擾（ISI）。但是，我們可以合理地為高斯脈沖考慮一個有效的持續(xù)時間，其截斷能量低于一個給定的門限值。在這樣的假設條件下，脈沖形成因子的上限由不超過切普（chip）持續(xù)時間的給定，而下限則受到產生極窄脈沖的技術的限制。對高斯脈沖微分也會影響其能量譜密度。峰值頻率和脈沖帶寬都會隨微分階數的增加而改變。特別地，觀察k階導數的傅式變換性質： （）我們可以得到關于峰值頻率、導函數的階k和脈沖形成因子三者之間的一般關系式。由上式進一步可以得到和k的關系式： （）式（）表明隨著高斯導函數階數的增高，其峰值頻率也相應提高。因此，微分是一種將能量搬至更高頻段的方法。實際中，普遍采用的脈沖波形是高斯函數的一、二階導函數，因為它沒有直流分量。而且高斯函數的各階導函數表示的波形都具有該特點。其表達式： （） （）式（）一所表示的高斯函數二階導函數形式的脈沖是最常采用的脈沖波形，它經常被作為接收端的脈沖，即通過了發(fā)射機和接收機天線后的脈沖波形。理想情況下，如果一個波形為高斯函數的一階導函數（其直流分量為零）的電流脈沖被饋入天線，那么，在天線的輸出端將會得到一個高斯二階導函數形式的脈沖波形。 信號調制技術在超寬帶通信系統(tǒng)中，信息載體是脈沖，我們既可以用單個脈沖傳遞不同的信息，也可以用多個脈沖傳遞相同的信息[4]。 單脈沖調制脈沖的幅度和位置都可以用于傳遞信息。經典的單脈沖調制技術包括：脈沖幅度調制(PAM)、脈沖位置調制(PPM)、二相調制(BPM)和開關鍵控(OOK)等。PAM調制是用信息改變脈沖幅度的大小的一種調制技術。BPM調制和OOK調制方法是PAM調制的兩種特殊形式。BPM調制通過改變脈沖的正負極性來調制二元信息，所有脈沖幅度的絕對值相同。OOK調制通過脈沖的有無來傳遞信息。在PAM、BPM和OOK調制中發(fā)射脈沖的時間間隔是固定不變的。而PPM調制的原理是通過改變發(fā)射脈沖的時間間隔或發(fā)射脈沖相對于基準時間的位置來傳遞信息。在PPM調制中，脈沖的極性和幅度都不改變。PAM調制和PPM調制還可以通過多個幅度調制或多個位置調制提高信息傳輸速率。 多脈沖調制為了降低單個脈沖幅度或提高通信系統(tǒng)的抗干擾性能，在超寬帶脈沖無線系統(tǒng)中，往往采用多個脈沖傳遞相同的信息，這就是多脈沖調制的基本思想。多脈