【文章內(nèi)容簡介】 ,UWB 信號的幅度為: = 0 。(2) PPAM（脈沖位置調(diào)制）發(fā)送數(shù)據(jù)為1 時,UWB 信號的幅度為: =，發(fā)送數(shù)據(jù)為0 時,UWB 信號的幅度為: =。且0 β2 β1 。(3)BPSK（二進制相位調(diào)制）發(fā)送數(shù)據(jù)為1 時,UWB 信號的幅度為: = 1,發(fā)送數(shù)據(jù)為0 時,UWB 信號的幅度為: = 1。這三種方式中只有BPSK方式的為0 ,故UWB的PAM調(diào)制方式多采用BPSK方式。[3] 多頻帶脈沖調(diào)制 Intel公司提出了多頻帶脈沖最典型的調(diào)制方式頻譜鍵控（SK，Spectral Keying）調(diào)制。在SK調(diào)制中，每個發(fā)送符號由許多脈沖組成，每個脈沖用不同頻帶發(fā)送，信息以不同頻率的發(fā)送順序編碼在符號中。因為符號中所有脈沖具有正交頻率，所以不同頻帶的多徑信號不會互相影響，并且符號間隔擴大了若干倍。這樣，將減少同頻帶多徑信號的影響。假定表示在第m個時間片的第i個符號的第n種順序，是脈沖波形函數(shù)（持續(xù)時間小于秒），和是正弦函數(shù)的頻率和相位因子，是頻率總數(shù)，第i個傳送符號可表示為： （211）發(fā)射信號序列可以表示為： （212） T是符號周期，；滿足FCC的頻率覆蓋要求，可能的脈沖波形包括高斯，反正切和升余弦。[2]第3章 UWB接收機關(guān)鍵技術(shù)超寬帶的信號傳輸受到大尺度路徑損耗、陰影效應(yīng)、小尺度多徑衰落等因素的影響，因此，到達接收機的信號波形存在嚴重的失真；同時，信號還可能受到多址干擾、窄帶干擾和背景噪聲的影響。因此，UWB的研究與開發(fā)需要解決如下的關(guān)鍵技術(shù)：接收機技術(shù)；同步技術(shù)；信道估計。 Rake接收機UWB系統(tǒng)的典型應(yīng)用環(huán)境為家庭、辦公室等室內(nèi)密集多徑環(huán)境，多徑信道的最大時延擴展達200 ns以上，可分辨多徑數(shù)量與信號帶寬成正比，通常高達幾十至上百條。傳統(tǒng)的寬帶碼分多址(WCDMA)系統(tǒng)利用偽隨機擴頻碼的自相關(guān)特性分離多徑信號，采用瑞克接收機捕獲、合并可分辨的多徑信號能量，從而提高系統(tǒng)在多徑衰落信道中的性能。UWB脈沖信號具有天然的多徑分辨能力，因此可以采用瑞克接收技術(shù)對抗多徑信道引起的時間彌散。由于UWB信號帶寬相當大，收發(fā)天線和無線信道往往引起較嚴重的信號波形失真。若瑞克接收機仍然采用理想的脈沖波形作為相關(guān)器模板，系統(tǒng)性能將有很大的損失。因此，在UWB系統(tǒng)中，需要根據(jù)接收信號對瑞克接收機相關(guān)器模板進行估計和修正。一種較為實用的方法是將實測得到的UWB脈沖波形作為相關(guān)器模板。 頻率選擇性衰落信道下的Rake接收機UWB信道引入了頻率選擇性衰落，信道可用線性抽頭延遲線建模。考慮這樣一個抽頭延遲線模型，其最大附和時延。假設(shè)，且保持無符號間串擾（ISI）和脈沖間干擾（IMI），并設(shè)信道狀態(tài)在幾個符號的持續(xù)間隔內(nèi)保持不變。當信道為頻率選擇性衰落信道時，對于發(fā)信號的寬帶特性，收信號r(t)具有內(nèi)在的多徑分集。在此情況下，Rake接收機可利用分集技術(shù)，從可分辨的多徑信號中構(gòu)筑合并的脈沖波形，以提高傳輸特性。各相關(guān)器輸出的合并有不同的方式，以形成判決變量，如等增益合并（EGC）、最大比值合并（MRC）、選擇式合并等。Rake 接收機的結(jié)構(gòu)如圖31所示。[2]線性合并 “0”或“1”圖 31 Rake接收機框圖[2] 定時同步技術(shù)同步定時對于任何數(shù)字通信系統(tǒng)來說都是根本的任務(wù)。沒有精確的同步算法就不能對傳送的數(shù)據(jù)進行可靠的接收。定時同步是UWB通信系統(tǒng)中至關(guān)重要的問題，定時偏差和抖動將嚴重影響接收機性能。一般定時同步分為捕獲和跟蹤兩個階段。在捕獲階段，要求接收機快速搜索信號到達時間，并根據(jù)搜索結(jié)果調(diào)整接收機定時。在同步跟蹤階段，接收機對微小的定時偏差進行補償以保持同步。UWB信道的密集多徑特征進一步增加了定時同步的可靠性?？傮w上講，目前提出的UWB系統(tǒng)定時同步方法可以分為兩大類：數(shù)據(jù)輔助的定時同步(Data Aided)、盲定時同步(Nondata Aided)。數(shù)據(jù)輔助的同步方法借助于事先設(shè)計的導(dǎo)符號訓練序列進行定時捕獲和跟蹤，采用的訓練序列有M序列、Gold序列、巴克碼等。結(jié)合判決反饋的方法可以進一步提高跟蹤精度。這類同步方法的優(yōu)點在于捕獲速度較快、跟蹤精度高，但在系統(tǒng)帶寬效率和功率效率上付出較大的代價。盲定時同步借助于超寬帶信號內(nèi)在的循環(huán)平穩(wěn)特征進行定時捕獲和跟蹤，不使用任何預(yù)知的訓練符號。這種方法在系統(tǒng)帶寬效率上高于數(shù)據(jù)輔助的同步方法，但捕獲速度和同步性能會有所下降。上述兩類同步方法都是采用滑動相關(guān)尋找峰值的辦法，區(qū)別在于使用的相關(guān)器模板和先驗信息。在高速無線個域網(wǎng)(WPAN)等無線網(wǎng)絡(luò)中，一般采用突發(fā)式的包傳遞模式。采用數(shù)據(jù)輔助的同步方法與并行搜索相結(jié)合是比較合理的選擇。盲同步方法結(jié)合串行搜索比較適合于低成本、低功耗的低速網(wǎng)絡(luò)。 信道估計技術(shù)在數(shù)字通信系統(tǒng)中，若采用非相干檢測則可以簡化接收機復(fù)雜度，不需要進行復(fù)雜的信道估計。但非相干檢測比相干檢測有高達3 dB左右的性能損失，這對功率受限系統(tǒng)尤其難以接收。為了保證系統(tǒng)傳輸可靠性和功率效率，UWB系統(tǒng)一般采用相干檢測，因此信道估計問題是UWB接收技術(shù)中的關(guān)鍵問題之一。在基于脈沖的UWB系統(tǒng)中，采用瑞克接收機合并多徑信號能量并進行相干檢測，信道估計問題即估計多徑信號的到達時間和幅度。在基于OFDM的UWB系統(tǒng)中，接收機根據(jù)信道頻域響應(yīng)對每個子信道進行頻域均衡后進行相干檢測，信道估計問題即估計信道頻域響應(yīng)。UWB信道是典型的頻率選擇性衰落信道，在時域表現(xiàn)為多徑彌散且呈現(xiàn)出多徑成簇到達的現(xiàn)象。根據(jù)利用的先驗信息分類，現(xiàn)有的信道估計方法分為：數(shù)據(jù)輔助(Dataaided)的信道估計、盲(Blind)信道估計。數(shù)據(jù)輔助的信道估計方法利用已知的訓練符號進行信道估計，具有估計速度快的特點，但在頻譜利用率和功率利用率上付出一定代價。盲信道估計不需要訓練符號，利用信號自身的結(jié)構(gòu)特點或數(shù)據(jù)信息內(nèi)在的統(tǒng)計特征進行信道估計，但計算復(fù)雜度很高，收斂速度通常很慢。UWB系統(tǒng)的典型應(yīng)用環(huán)境為室內(nèi)，與數(shù)據(jù)傳輸速率相比，信道的變化速度非常慢，可以看作準靜態(tài)。因此，對于突發(fā)式的包傳遞模式，采用數(shù)據(jù)輔助的信道估計方法最為合適，僅需插入少量訓練符號即可快速估計信道信息，配合判決反饋可進一步提高估計精度。盲信道估計則比較適合于連續(xù)傳輸模式的網(wǎng)絡(luò)。第4章 UWB多址技術(shù) THPPM 多址方式 THPPM UWB的信號波形THPPM（跳時脈沖位置調(diào)制）是用N_{S}個單周期脈沖傳送一個二進制信息符號，脈沖的發(fā)送時刻由跳時序列與待傳送的數(shù)據(jù)信息共同控制。 典型的THPPM UWB 制信號波形如下： （41）其中，表示發(fā)送的單周期脈沖波形，上標（k）表示第k個發(fā)送用戶。由式中看出，k用戶發(fā)送的信號是由偏移到特定時刻的單周期脈沖序列組成，其中第j個脈沖對應(yīng)的時刻為：。（1） 脈沖序列由間隔的單周期脈沖組成，為幀周期或脈沖重復(fù)時間，典型的值約為單周期脈沖寬度的幾百倍或幾千倍。因此，直接由等間隔分布的單調(diào)周期脈沖構(gòu)成多址信號時，它們之間容易發(fā)生碰撞，對系統(tǒng)容量是不利的。（2） 偽隨機跳時碼：為了減少多址通信中的碰撞概率，每個用戶指定一個特定的脈沖偏移模式，稱之為跳時碼。跳時碼是以為周期的周期偽隨機碼，即對任意的整數(shù)j和i，有，跳時碼為脈沖序列提供了一個額外的時間偏移。跳時碼的另一功能體現(xiàn)在將間隔為的譜密度變?yōu)殚g隔為的線譜密度，從而降低了功率譜密度。（3） 數(shù)據(jù)調(diào)制PPM以二進制數(shù)據(jù)調(diào)制為例，第K個用戶待發(fā)送的數(shù)據(jù)序列為，系統(tǒng)采用過采樣調(diào)制，調(diào)制符號每隔Ns脈沖變化一次，數(shù)據(jù)調(diào)制使得偽隨機跳時碼調(diào)制的功率譜更加平滑。 [2]在多址系統(tǒng)中，當Nu個用戶同時工作時，接收信號r(t)表示為： （42）其中，Ak表示發(fā)射機k的信號經(jīng)路徑傳輸后到達接收機的衰減；表示收發(fā)信機的時間延遲；n(t)表示加性高斯白噪聲。在多址通信系統(tǒng)中，當多個用戶同時工作時，上述判決準則已不是最佳的，此時最佳接收機應(yīng)考慮多用戶干擾情況，使結(jié)構(gòu)變得非常復(fù)雜。接收機的原理圖如圖41所示。[2]圖 41 THPPM接收機結(jié)構(gòu)[2] DSCDMA多址方式 DSCDMA UWB的信號波形在單載波DSCDMA方案中，經(jīng)過DSCDMA擴頻之后的信號再對載波進行調(diào)制。用單載波DSCDMA方案通過頻譜搬移解決無載波UWB存在較多低頻分量問題。第K個用戶CDMA擴頻碼傳輸波形為： （43）其中，表示傳輸?shù)膯沃芷诿}沖；{}表示偽隨機序列，每個用戶PN序列的周期用Nc表示；Tf表示符號周期；Tc表示碼片周期。則有Tf=NcTc。因此，用戶K典型DS格式的發(fā)送信號表示為： （44）其中，{}表示數(shù)據(jù)符號，表示第k個用戶的發(fā)送功率。 [2] 接收信號處理DSCDMA UWB 的多址接收機結(jié)構(gòu)與TH/PPM UWB接收機類似，也是基于假設(shè)檢驗理論的相干數(shù)據(jù)檢測，采用相關(guān)器進行接收。為了分析方便，假設(shè)接收機與發(fā)信機1傳輸?shù)男盘栆呀⑼?。接收機框圖如圖42所示：[2]其中解調(diào)輸出脈沖相關(guān)器積分器比較器碼延時模版幀時鐘同步鏈路選擇 圖 42 DSUWB 多址接收機結(jié)構(gòu) [2] PCTH UWB 多址技術(shù)偽混沌跳時方式PCTH調(diào)制的數(shù)據(jù)，產(chǎn)生非周期的混沌編碼，用它替代THPPM中的偽隨機序列和調(diào)制的數(shù)據(jù)，控制短脈沖的發(fā)送時刻，使信號的頻譜發(fā)生變化，PCTH不僅能減少對現(xiàn)有的無線通信系統(tǒng)的影響，而且不易被檢測到。在PCTH系統(tǒng)中，在每個幀周期內(nèi)，指定一個特定的脈沖位置，如圖43所示。在每個間隔內(nèi)，只傳輸一個脈沖，每個脈沖的位置可以是個離散時隙中的任一個，M即移位寄存器的長度。在圖44中，時隙的長度用表示，如果脈沖發(fā)生在一幀的前半部分，則表示0被傳輸，反之表示“1”被傳輸。 圖 43 幀周期以及對應(yīng)PPM調(diào)制的時隙示意圖[2]PCTH接收機包含一個脈沖相關(guān)器、脈沖位置解調(diào)（PPD）與檢測器。在簡化情況下，對PPD的輸出直接進行門限比較，即可檢測出二進制信息比特。[2] 多載波超寬帶多址技術(shù) 幾種多址技術(shù)比較在超寬帶多用戶通信系統(tǒng)中，最常見的THPPM多址技術(shù)和DS—CDMA多址技術(shù)等，都是建立在擴頻碼和隨機信道的統(tǒng)計特性基礎(chǔ)上進行用戶分離，把多址干擾看成了一種加性高斯噪聲。在采用多用戶檢測的最佳接收機中，需要知道所有用戶的信道狀態(tài)信息，這給接收機的設(shè)計帶來了很大的難度。同時，多用戶檢測器的復(fù)雜度也十分可觀，采用最小均方誤差（MMSE）檢測需要矩陣求逆運算，采用最大似然（ML）檢測也要指數(shù)級的運算量。多址系統(tǒng)中采用的確知用戶分離技術(shù)已在窄帶系統(tǒng)中提出過。最近，此技術(shù)已被擴展應(yīng)用到超寬帶系統(tǒng)中。但該算法有兩個限制條件：一是假設(shè)多用戶間保持準同步；二是多徑信道的延遲擴展必須限定在指定的范圍內(nèi)。[2] 系統(tǒng)模型假設(shè)一個包含M個用戶的異步通信系統(tǒng)，每個用戶的傳輸符號速率都相同，符號周期為Ts秒。每個用戶采用相同的調(diào)制方式，以PAM為例，則第m個用戶的發(fā)送的信號可表示為： （45）其中，表示m用戶的第n個傳輸符號，表示m用戶的頻譜成形脈沖，它與m有關(guān)。[2]1. 偏移正交和頻率劃分理想情況下，如果不同用戶間的信號相互正交，并且，經(jīng)過信道傳輸后依然保持正交，則可以完全消除多用戶干擾的影響。這就需要不同用戶間的成形脈沖相互正交，并且經(jīng)不同時間偏移的信道傳輸后仍然保持正交，即： （46）這里，等效為，我們稱公式（46）為偏移正交條件。根據(jù)偏移正交公式不難看出，如果和的頻譜不存在交疊，則該條件得到滿足。即當且僅當兩個信號的頻譜互不重疊時，它們是偏移正交的。以上結(jié)論說明，要想使不同用戶的信號經(jīng)過信道傳輸后依然保持正交，則用戶發(fā)送信號的頻譜必須占用不同的頻帶，即頻譜互不重疊。也就是說，要采用頻分方式獲得正交信號。[2]針對不同用戶采用不同的頻帶，最常用的一種方式是采用頻分多址（FDMA）系統(tǒng)，它將頻帶資源樹簇劃分后分配給不同的用戶。在超寬帶系統(tǒng)中，我們希望利用盡可能寬的頻譜實現(xiàn)多徑分集，因此，在頻率劃分時，將不同用戶的寬帶信號進行交錯分配（保證不相互重疊）。 的傅里葉變換頻譜表示為，其帶寬近似為1/。用表示每個用戶特定的載波頻率，則頻譜成形脈沖設(shè)計為： （47）其中，滿足條件，下標C表示“碼片”含義，類似于DS—CDMA中的概念。單周期脈沖，它限定了系統(tǒng)得頻譜寬度。脈沖越窄，系統(tǒng)得頻譜越寬。窗函數(shù)，決定了用戶頻譜組成的特征。在實際應(yīng)用中，希望有效小的頻譜旁瓣和快的衰落因子，以減少用戶間的干擾。[2] 接收機設(shè)計由于用戶信號經(jīng)過多徑信道傳輸后仍然保持正交，我們可采用基于相關(guān)器（或匹配濾波器）的單用戶接收機結(jié)構(gòu)，如圖44所示。為了對第m用戶符號的充分統(tǒng)計量進行檢測，將接收信號輸入到匹配濾波器，對濾波后的信號進行采用即獲得充分的檢測信息，不需要知道其他用戶的信道狀態(tài)信息。此接收機中假設(shè)第m用戶的信道是已知的，因此，采用最佳接收時還需要進行信道估計。由于不同用戶間采用的成形脈沖是類似的，所以上述接收機的結(jié)構(gòu)是通用的。[2]圖 44 單用戶最佳接收機[2]