【文章內(nèi)容簡介】 般可分為單級式( S i n g l e S t a g e I n v e r t e r ) 和多級式(MultipleStage Inverter)兩種拓撲方案,如圖3所示。（a）（b）圖33按功率變化級數(shù)分類的逆變器拓撲方案圖33(a)所示為單級式逆變器的結構框圖,它僅用一級能量變換就可以完成電壓調(diào)整和并網(wǎng)逆變功能,具有電路簡單、元器件少、可靠性高和高效低功耗等諸多優(yōu)點,所以在滿足系統(tǒng)性能要求的前提下, 單級式拓撲結構將會是首選。圖33(b)給出了三種多級式變流器(MultipleStage Inverter)拓撲結構:DC DCAC、,其中前幾級中通常具備升降壓 或電氣隔離的功能,其前級為 D C D C 變換器,用于實現(xiàn)電壓調(diào)整和M P P T 功能。后級為D C A C 逆變器,用于實現(xiàn)輸出電流正弦化并 網(wǎng)、孤島效應檢測和預防等功能。該拓撲結構簡化了每一級的控制方法,使得每一級可以專注于各自控 制方法的質(zhì)量和效率。 DCACDCAC拓撲結構高升壓比的多級式逆變器拓撲結構通常是由高頻DCACDC變流器和高頻(或工頻)逆變器兩大部分組成。高頻DCACDC變流器可將PV陣列輸出的直流電壓變換成可調(diào)的直流電壓；逆變器可將該直流電轉換成預期的交流電壓。圖34(a)為一種傳統(tǒng)的DC ACDCAC拓撲結構,該拓撲通過前級逆變器、高頻升壓變壓器、整流器和直流濾波器,使其后級逆變器的輸入得到了一個可控的直流電壓。由于該拓撲前后級的開關管工作頻率都很高,從而導致?lián)p耗較大、成本也很高。(a)電流源型Buck逆變器(b)電壓源型Boost逆變器(c)電流源型Boost逆變器圖34 DCACDCAC拓撲族圖34(b)為一種電壓源型Boost逆變器,它的前級由PWM控制,在前級與后級之間得到一串被稱為偽直流環(huán)節(jié)的直流脈沖序列。根據(jù)沖量原理,這些直流脈沖序列所對應的是正弦或者半正弦波形。與圖34(a)相比,圖34 ( b ) 省去了直流濾波電路,整流后直接通過后級逆變電路可得到高質(zhì)量的交流輸出,并且其逆變電路的功率器件工作在工頻,以提高交流輸出的波形質(zhì)量,但其體積有所增大。圖34 ( a )、( b ) 所示的兩種拓撲結構的后級為電壓源 型逆變器,而圖34(c)的后級為一個電流源型逆變器,其前級開關管高頻斬波在電感上得到正半波,后級使用很低的開關頻率將電感電流調(diào)整為正弦輸出,輸出端省去了交流濾波器,中間省去了電解電容。該拓撲被美國通用電氣公司在10 kW光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)中商業(yè)化推廣。以上對多級式逆變器拓撲結構的分析結果表明,為了增強承受PV陣列輸出電壓波動的能力、擴大容量,多級式逆變器一般包含兩級或者更多級,通常需要在前級裝設一個高頻變壓器,提高升壓的比例, 實現(xiàn)必要的隔離。后級是一個低開關頻率的逆變器,它使用的開關器件數(shù)增多,從而導致其開關損耗也略有加大。圖35光伏發(fā)電并網(wǎng)運行電路原理圖光伏發(fā)電并網(wǎng)運行時的電路原理如圖35所示，電網(wǎng)認為是容量無窮大的電壓源，、分別是電網(wǎng)電壓、電網(wǎng)線路阻抗、電網(wǎng)電流；控制輸出電流的并網(wǎng)逆變器看作是電流源，其輸出電流是，同時此電流也是逆變器輸出電流。負載上的電流、電壓以及阻抗分別是、。當逆變器獨立運行時，負載作為本地負載，它的能量由逆變器單獨提供。當逆變器并網(wǎng)運行時，負載被認為是電網(wǎng)上的一個負載，與電網(wǎng)上其它負載一樣，只不過它的能量由電網(wǎng)和逆變器共同提供，此時逆變器的輸出電流被認為是并網(wǎng)電流。為了能夠持續(xù)不斷地向電網(wǎng)提供電能，輸出電流必須與電網(wǎng)電壓同頻率，否則由于頻率導致的相位不斷變換使逆變器不能向電網(wǎng)提供一個穩(wěn)定的功率。在電網(wǎng)電壓頻率與輸出電流頻率同頻率的情況下，有: （31）因為電網(wǎng)線路阻抗非常的小，可以忽略不計，即 （32）代入式（31）得 （33）可以看出逆變器并網(wǎng)時，其輸出電壓由電網(wǎng)電壓決定。逆變器輸出的視在功率為： （34）那么逆變器輸出的有功功率和無功功率為： （35） （36）為了能達到高效功率輸入輸出的目的就要考慮功率因數(shù)，如果功率因數(shù)太低，會向電網(wǎng)中注入諧波和無功分量。為了向電網(wǎng)輸入高質(zhì)量的電能，逆變器輸出的功率中盡量增加有功功率使輸出功率因數(shù)接近1，即要求，則 （37）當逆變器輸出電流與電網(wǎng)電壓相位差為0，并且假設輸出電流無畸變，逆變器對外輸出功率且功率因數(shù)為1。當逆變器輸出電流與電網(wǎng)電壓反相時輸出功率因數(shù)為一1，逆變器變?yōu)槲展β?。本文要求逆變器并網(wǎng)運行，逆變器向電網(wǎng)輸送功率，所以要求逆變器輸出電流與電網(wǎng)電壓的頻率與相位一致。整個系統(tǒng)分為兩個部分，由高頻DCACDC變流器和高頻逆變器組成。兩部分的控制目標不同，互相獨立。DC/DC部分控制目的是保持一定的直流電壓輸出，DC/AC部分控制目的是控制逆變其輸出電流并與電網(wǎng)電壓同頻、同相。 DCDC變換器光伏并網(wǎng)逆變器中的DCDC變換器完成提高光伏電壓的功能。DCDC變換器如圖36，變換器由輸入電容、四個帶續(xù)流二極管的MOSFET管、變比為1:N的高頻變壓器、全波整流器中的四個二極管V1V 直流端電感L和電容C1組成。圖36 DCDC變換器整流器中的二極管必須能承受光伏側通過變壓器施加的反向電壓，既為變壓器變比乘以光伏陣列模塊最大工作電壓15x48V=720V，因此要求采用1 OOOV的二極管。MOSFET管必須能承受光伏陣列模塊的開路電壓48V，因此選擇擊穿電壓為60V的MOSFET管。輸入電容的作用是去除光伏陣列模塊上由DCDC變換器產(chǎn)生的高頻電流紋波。通過分析計算得到輸入電容的大小為15uF。計算得到的15uF薄膜電容為大電容，可通過測量實際逆變器的高頻開關噪聲，優(yōu)化電容的設計。圖37所示為以絕緣柵雙極性晶體管(IGBT)為主開關器件的三相全橋逆變器主電路圖，其中L為交流輸出電感，C為直流側支撐電容，也即前級Boost電路的輸出電容，SlS6是主開關管IGBT, 使其對應的是其反并聯(lián)二極管，對6個開關管進行適當?shù)腜WM控制，就可以調(diào)節(jié)輸出電流為正弦波，并且與網(wǎng)壓保持同相位，達到輸出功率因數(shù)為1的目的。三相全橋逆變器是由三個橋臂并聯(lián)組成，其啟動的先決條件是直流側濾波電容預先充電到接近電網(wǎng)電壓的峰值，而欲使電感電流能按照給定的波形和相位得到控制，必須保證在運行過程中，直流側電壓不低于電網(wǎng)電壓的峰值，否則，續(xù)流二極管將以傳統(tǒng)的整流方式運行，電感電流不完全可控。圖37三相全橋逆變器 d/q坐標系下的數(shù)學模型采用空間矢量直接電流控制策略，在d/q旋轉坐標系下建立三相并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)的模型。給出了d/q坐標系下跟蹤電網(wǎng)電壓空間矢量的方法和輸出電流環(huán)的設計。仿真和實驗均證明了控制策略的可行性，電流能夠很好地跟蹤電網(wǎng)電壓的相位，實現(xiàn)單位功率因數(shù)并網(wǎng)。圖38 三相并網(wǎng)逆變器拓撲逆變器正常工作在單位功率因數(shù)并網(wǎng)模式，并網(wǎng)輸出電流是與電網(wǎng)電壓同頻同相的正弦波。忽略高頻分量的影響，三相電感電流的回路方程為: （38）在該數(shù)學模型中，需要控制的網(wǎng)側電流均為時變交流量，因而不利于控制系統(tǒng)設計。為此，可以通過坐標變換將三相對稱、靜止坐標系轉換成以電網(wǎng)基波頻率同步旋轉的/坐標系。將軸定向于軸旋轉角度后的矢量方向上，軸與之垂直，如圖39所示。圖39 /坐標系矢量圖定義軸與電網(wǎng)電動勢矢量同相，則軸方向的電流分量為有功電流，軸落后軸，故軸方向的電流分量式為無功電流，初始條件下，令軸與軸重合。則三相靜止坐標系到兩相同步旋轉坐標系變換矩陣為: （39） 式（39）乘以式（38），當電網(wǎng)電壓三相對稱時，得： （310）式中:=。整理后可以得到三相并網(wǎng)逆變器在兩相同步旋轉坐標系下的數(shù)學模型為： （311）由式（311）可見，只要分別控制、軸電流，便可實現(xiàn)對并網(wǎng)有功和無功分量的控制。 d/q坐標系下的控制策略三相并網(wǎng)逆變器的輸出控制采用空間矢量直接電流控制方式，系統(tǒng)控制采用無功電流控制，控制框圖如圖310所示。圖310 三相系統(tǒng)控制框圖采樣兩相電網(wǎng)電壓、進行鎖相，獲得電壓相位和頻率信號作為電感電流的相位和頻率給定。同時采樣兩相電感電流，通過/坐標變換得到/軸電流，與程序內(nèi)部給定的