【正文】 電壓等級將若干光伏電池在實際應(yīng)用中,按照所需要的功率等級和電壓等級若光電串聯(lián)成光模塊,以光伏模塊方式進行輸電。此時, 光伏模塊的輸出將滿足以下方程組。則根據(jù)上一節(jié)的光伏電池數(shù)學模型，可以得到如下光伏模塊表達式。模型所需的電池結(jié)構(gòu)參數(shù)如表21所示。圖２2　　光伏模塊ＰＳＩＭ仿真電路圖中、分別模擬光照強度與電池溫度；用電流表A檢測光伏模塊的輸出電流。仿真時，通過對S、T輸入端的電壓分別進行參數(shù)掃描，來模擬光照強度和溫度的變化，從而得到不同光照強度和環(huán)境溫度條件下，光伏模塊的輸出電流、輸出功率隨端口電壓變化的關(guān)系。分別可以得到光伏模塊在相同環(huán)境溫度（25℃）不同光照強度S條件下的模塊輸出電流、輸出功率對應(yīng)輸出電壓V關(guān)系的和－輸出特性曲線，如圖2３、圖2４所示。輸出電壓從零逐漸開始增大，輸出電流基本不變；而輸出功率隨著電壓線性增大，當輸出電壓增大到一定值，輸出電流和輸出功率迅速減小，即光伏模塊存在最大功率點。分別可以得到光伏模塊在相同光照強度（）不同環(huán)境溫度T條件下的模塊輸出電流、輸出功率對應(yīng)輸出電壓關(guān)系的和輸出特性曲線，如圖2圖26所示。輸出功率由環(huán)境溫度的增大而減少。但是，對于實際光伏電池，有各種因素影響轉(zhuǎn)化效率。圖27 不同串聯(lián)電阻下特性曲線 圖28 不同并聯(lián)電阻下特性曲線圖2圖29為不同串聯(lián)電阻下的特性曲線，曲線表明光伏模塊的等效串并聯(lián)電阻對輸出特性都有影響。而且，隨著等效串聯(lián)電阻越大，并聯(lián)電阻越小，填充因子下降越快，進而影響模塊轉(zhuǎn)換效率。根據(jù)系統(tǒng)中有無變壓器,光伏并網(wǎng)逆變器可分為無變壓器型( Tr a n s f o r m e r l e s s )、工頻變壓器型 (LineFrequency Transformer, LFT)和高頻變壓器型(HighFrequency Transformer, HFT)三種. 圖31是 采用工頻變壓器型的拓撲結(jié)構(gòu),變壓器置于工頻電網(wǎng)側(cè),(a)是把高頻變壓器置于DCAC變換器內(nèi)。（a）（b）圖33按功率變化級數(shù)分類的逆變器拓撲方案圖33(a)所示為單級式逆變器的結(jié)構(gòu)框圖,它僅用一級能量變換就可以完成電壓調(diào)整和并網(wǎng)逆變功能,具有電路簡單、元器件少、可靠性高和高效低功耗等諸多優(yōu)點,所以在滿足系統(tǒng)性能要求的前提下, 單級式拓撲結(jié)構(gòu)將會是首選。后級為D C A C 逆變器,用于實現(xiàn)輸出電流正弦化并 網(wǎng)、孤島效應(yīng)檢測和預(yù)防等功能。 DCACDCAC拓撲結(jié)構(gòu)高升壓比的多級式逆變器拓撲結(jié)構(gòu)通常是由高頻DCACDC變流器和高頻(或工頻)逆變器兩大部分組成。圖34(a)為一種傳統(tǒng)的DC ACDCAC拓撲結(jié)構(gòu),該拓撲通過前級逆變器、高頻升壓變壓器、整流器和直流濾波器,使其后級逆變器的輸入得到了一個可控的直流電壓。(a)電流源型Buck逆變器(b)電壓源型Boost逆變器(c)電流源型Boost逆變器圖34 DCACDCAC拓撲族圖34(b)為一種電壓源型Boost逆變器,它的前級由PWM控制,在前級與后級之間得到一串被稱為偽直流環(huán)節(jié)的直流脈沖序列。與圖34(a)相比,圖34 ( b ) 省去了直流濾波電路,整流后直接通過后級逆變電路可得到高質(zhì)量的交流輸出,并且其逆變電路的功率器件工作在工頻,以提高交流輸出的波形質(zhì)量,但其體積有所增大。該拓撲被美國通用電氣公司在10 kW光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)中商業(yè)化推廣。后級是一個低開關(guān)頻率的逆變器,它使用的開關(guān)器件數(shù)增多,從而導致其開關(guān)損耗也略有加大。負載上的電流、電壓以及阻抗分別是、。當逆變器并網(wǎng)運行時，負載被認為是電網(wǎng)上的一個負載，與電網(wǎng)上其它負載一樣，只不過它的能量由電網(wǎng)和逆變器共同提供，此時逆變器的輸出電流被認為是并網(wǎng)電流。在電網(wǎng)電壓頻率與輸出電流頻率同頻率的情況下，有: （31）因為電網(wǎng)線路阻抗非常的小，可以忽略不計，即 （32）代入式（31）得 （33）可以看出逆變器并網(wǎng)時，其輸出電壓由電網(wǎng)電壓決定。為了向電網(wǎng)輸入高質(zhì)量的電能，逆變器輸出的功率中盡量增加有功功率使輸出功率因數(shù)接近1，即要求，則 （37）當逆變器輸出電流與電網(wǎng)電壓相位差為0，并且假設(shè)輸出電流無畸變，逆變器對外輸出功率且功率因數(shù)為1。本文要求逆變器并網(wǎng)運行，逆變器向電網(wǎng)輸送功率，所以要求逆變器輸出電流與電網(wǎng)電壓的頻率與相位一致。兩部分的控制目標不同，互相獨立。 DCDC變換器光伏并網(wǎng)逆變器中的DCDC變換器完成提高光伏電壓的功能。圖36 DCDC變換器整流器中的二極管必須能承受光伏側(cè)通過變壓器施加的反向電壓，既為變壓器變比乘以光伏陣列模塊最大工作電壓15x48V=720V，因此要求采用1 OOOV的二極管。輸入電容的作用是去除光伏陣列模塊上由DCDC變換器產(chǎn)生的高頻電流紋波。計算得到的15uF薄膜電容為大電容，可通過測量實際逆變器的高頻開關(guān)噪聲，優(yōu)化電容的設(shè)計。三相全橋逆變器是由三個橋臂并聯(lián)組成，其啟動的先決條件是直流側(cè)濾波電容預(yù)先充電到接近電網(wǎng)電壓的峰值，而欲使電感電流能按照給定的波形和相位得到控制，必須保證在運行過程中，直流側(cè)電壓不低于電網(wǎng)電壓的峰值，否則，續(xù)流二極管將以傳統(tǒng)的整流方式運行，電感電流不完全可控。給出了d/q坐標系下跟蹤電網(wǎng)電壓空間矢量的方法和輸出電流環(huán)的設(shè)計。圖38 三相并網(wǎng)逆變器拓撲逆變器正常工作在單位功率因數(shù)并網(wǎng)模式，并網(wǎng)輸出電流是與電網(wǎng)電壓同頻同相的正弦波。為此，可以通過坐標變換將三相對稱、靜止坐標系轉(zhuǎn)換成以電網(wǎng)基波頻率同步旋轉(zhuǎn)的/坐標系。圖39 /坐標系矢量圖定義軸與電網(wǎng)電動勢矢量同相，則軸方向的電流分量為有功電流，軸落后軸，故軸方向的電流分量式為無功電流，初始條件下，令軸與軸重合。整理后可以得到三相并網(wǎng)逆變器在兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標系下的數(shù)學模型為： （311）由式（311）可見，只要分別控制、軸電流，便可實現(xiàn)對并網(wǎng)有功和無功分量的控制。圖310 三相系統(tǒng)控制框圖采樣兩相電網(wǎng)電壓、進行鎖相，獲得電壓相位和頻率信號作為電感電流的相位和頻率給定。 d/q坐標系下的控制方程以三相PWM整流器為例：圖311三相PWM整流器主電路如圖311所示拓撲結(jié)構(gòu)，可得三相靜止坐標系a，b，c下的方程為： （312）其中，分別表示三相橋臂的開關(guān)函數(shù)，s=1代表上管通，下管關(guān)；s=0代表下管通，上管關(guān)。以輸入電壓矢量的位置為d軸正方向，即取三相輸入電壓為： （315）得d/q坐標系下的表示為： （316）則對（312）式進行park變換得PWM整流器在d/q坐標系下方程： （317）其中： （318）取新變量、作如下變換： （319）將式（319）代入式（317）可得完全解耦的三相電壓型PWM整流器模型： （320）式（320）為完全解耦控制模型，其控制框圖如圖312。Psim包招一個基本軟件包與兩個配備的工具包:數(shù)字信號處理模塊與電力拖動模塊。Psim的仿真流程圖和仿真電路模塊相互關(guān)系如41, 42所示。Psim仿真過程中，開關(guān)與控制單元大量使用了理想元件，其中開關(guān)控制器只要直接與開關(guān)相連即可，不需要考慮電平移動。由于開關(guān)元件處理上的簡化，Psim在提高仿真速度、簡化電路圖設(shè)計過程的同時，也失去了描述開關(guān)過渡過程的能力。雖然通過附加雜散小參數(shù)，也可以使Psim能夠反映電流、電壓尖刺等開關(guān)暫態(tài)過程，但這會使電路設(shè)計復(fù)雜化。 對DCDC轉(zhuǎn)化器PSIM仿真對DCDC轉(zhuǎn)化器輸出的電壓進行控制，使其保持在所要求的工作電壓 DCDC原理圖圖43圖中43所示，VTRTVTRT2 是互差相位的三角波，通過測得輸出電壓與給定電壓的偏差進行PI調(diào)節(jié)，再與三角波進行比較，產(chǎn)生PWM波形來控制4個MOS管導通和關(guān)斷。 c block編程Variable/Function defintitions：include include int g_nInputNodes=0。int g_nStepCount=0。double Uset=0。double deltU。double sumI=。 Run