【文章內(nèi)容簡介】 4QAM調(diào)制后的星座圖本程序中還得到了（）中我們可以看到接收信號由于信道的影響已經(jīng)發(fā)生了畸變，接收端OFDM信號的頻譜波形，是與其發(fā)端的信號的排布有關(guān)的。再發(fā)端的載波安排上，128個載波有前后各32個載波是null載波（如果這前后各32個載波是帶外頻段，那么理論上他們應(yīng)該是零），中間的64個載波是數(shù)據(jù)載波。這明顯就是一個兩邊低，中間高的頻譜形式。所以，收端也應(yīng)該是這個輪廓。 發(fā)端的OFDM信號頻譜圖 OFDM 技術(shù)的優(yōu)缺點 近年來，OFDM 系統(tǒng)已經(jīng)越來越得到人們的廣泛關(guān)注，其原因在于 OFDM系統(tǒng)有如下的優(yōu)點：1. OFDM 系統(tǒng)把高速數(shù)據(jù)流通過串并轉(zhuǎn)換，使得每個子載波上的數(shù)據(jù)符號持續(xù)長度相對增加，從而可以有效地減小無線信道的時間彌散所帶來的 ISI，這樣就減小了接收機內(nèi)均衡的復雜度，有時甚至可以不采用均衡器，僅通過采用插入循環(huán)前綴的方法消除 ISI 的不利影響。2. OFDM 系統(tǒng)由于各個子載波之間存在正交性，允許子信道的頻譜相互重疊，因與常規(guī)的頻分復用系統(tǒng)相比，OFDM 系統(tǒng)可以最大限度地利用頻譜資源。3. 各個子信道中的這種正交調(diào)制和解調(diào)可以用 IDFT 和 DFT 方法來實現(xiàn)。對于 N 很大的系統(tǒng)中，我們可以通過采用快速傅立葉變換 (FFT)來實現(xiàn)。隨著大規(guī)模集成電路技術(shù)與 DSP 技術(shù)的發(fā)展，IFFT 和 FFT 都是非常容易實現(xiàn)的。4. 無線數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)一般都存在非對稱性，即下行鏈路中的傳輸?shù)臄?shù)據(jù)量要遠遠大于上行鏈路中的數(shù)據(jù)傳輸量，如 Internet 業(yè)務(wù)中的網(wǎng)頁瀏覽、FTP(File TransferProtocol)下載等，另一方面，移動終端功率一般小于1W，在大蜂窩環(huán)境下傳輸速率低于10100kbits/s。而基站發(fā)送功率可以較大，有可能提供 1Mbit/s 以上的傳輸速率。因此無論從用戶數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)的使用需求，還是從移動通信系統(tǒng)自身的要求考慮，都希望物理層支持非對稱高速數(shù)據(jù)傳輸，而 OFDM 系統(tǒng)可以很容易地通過使用不同數(shù)量的子信道來實現(xiàn)上行和下行鏈路中不同的傳輸速率。5. 由于無線信道存在頻率選擇性，不可能所有的子載波都同時處于比較深的衰落情況中，因此可以通過動態(tài)比特分配以及動態(tài)信道分配的方法，充分利用信噪比較高的子信道，從而提高系統(tǒng)的性能。 但是 OFDM 系統(tǒng)內(nèi)由于存在多個正交子載波，而且其輸出信號是多個子信道信號的疊加，因此與單載波系統(tǒng)相比，存在以下主要缺點：1. 易受頻率偏差的影響。由于子信道的頻譜相互覆蓋，這就對它們的正交性提出了嚴格的要求。然而由于無線信道存在時變性，在傳輸過程中會出現(xiàn)無線信號的頻率偏移，例如多普勒頻移，或者由于發(fā)射機載波頻率與接收機振蕩器之間存在的頻率偏差，都會使得 OFDM 系統(tǒng)子載波之間的正交性遭到破壞，從而導致子信道的信號相互干擾(ICI)，對頻率偏差敏感是 OFDM 系統(tǒng)的主要缺點之一。2. 存在較高的峰值平均功率比。與單載波系統(tǒng)相比，由于多載波調(diào)制系統(tǒng)的輸出是多個子信道信號的疊加，因此如果當多個信號的相位一致時，所得到的疊加信號的瞬時功率就會遠遠大于信號的平均功率，導致出現(xiàn)較大的峰值平均功率比(PAR)。這樣就對發(fā)射機內(nèi)放大器的線性提出了很高的要求，如果放大器的動態(tài)范圍不能滿足信號的變化，則會為信號帶來畸變，使疊加信號的頻譜發(fā)生變化，從而導致各個子信道信號之間的正交性遭到破壞，產(chǎn)生相互干擾，使系統(tǒng)性能惡化。3. OFDM 所采用的自適應(yīng)調(diào)制技術(shù)以及加載算法會增加發(fā)射機和接收機的復雜度，并且當終端移動時速高于 30km 時，信道變化加快，刷新頻率增加，用于跳頻的比特開銷也相應(yīng)增加，因此，自適應(yīng)調(diào)制會變得比較不適合，同時也會降低系統(tǒng)效率。 OFDM 系統(tǒng)的關(guān)鍵技術(shù)OFDM 系統(tǒng)中涉及到的關(guān)鍵技術(shù)主要有：1. 時頻同步技術(shù) 在單載波系統(tǒng)中，載波頻率的偏移只會對接收信號造成一定的衰減和相位旋轉(zhuǎn)，這可以通過均衡等方法來加以克服。而對于多載波系統(tǒng)來說，載波頻率偏移會導致子信道之間生干擾，而且對于要求子載波保持嚴格同步的正交頻分復用系統(tǒng)來說，準確的同步顯得更加重要。OFDM 系統(tǒng)中的同步一般分為捕獲和跟蹤兩個階段。 對于連續(xù)模式的數(shù)據(jù)傳輸，一般利用循環(huán)前綴和導頻實現(xiàn)同步。而對于突發(fā)模式的數(shù)據(jù)傳輸，一般是通過發(fā)送訓練序列來實現(xiàn)同步的。由于發(fā)送端和接收端之間的采樣時鐘有偏差，每個信號樣本也都有一定程度的偏離它真實的采樣時間，隨偏差樣本的數(shù)量的增加而線性增大，盡管時間偏差破壞子載波之間的正交性，但通常情況下可以忽略不計。當采樣錯誤可以校正時，就可以用內(nèi)插濾波器來控制準確的時間進行采樣。OFDM 系統(tǒng)的輸出信號是多個相互覆蓋的子信道的疊加，它們之間的正交性有嚴格的要求。無線信道時變性的一種具體體現(xiàn)就是多普勒頻移，多普勒頻移與載波頻率以及移動臺的移動速度都成正比。多普勒展寬會導致載波頻率發(fā)生彌散，使信號發(fā)生畸變。從頻域上看，信號失真會隨發(fā)送信道的多普勒的增加而加劇。因此對于要求子載波嚴格同步的 OFDM 系統(tǒng)來說，載波的頻率偏移所帶來的影響會更加嚴重，如果不采取措施對這種信道間干擾(ICI)加以克服，系統(tǒng)的性能很難得到保證。2. 降低峰值平均功率比由于 OFDM 信號是由一系列的子信道信號重疊起來的，所以很容易造成較大的 PAR(PeaktoAverage Power)。大的 OFDM 的 PAR 信號通過功率放大器時會有很大的頻譜擴展和帶內(nèi)失真。但是由于出現(xiàn)大的 PAR 的概率并不大，可以把具有大的 PAR 值的 OFDM 信號去掉。但是把大的 PAR 值的 OFDM 信號去掉會影響信號的性能，所以采用的技術(shù)必須保證這樣的影響盡量小，一般通過以下幾種技術(shù)解決：(a) 信號失真技術(shù)。采用修剪技術(shù)、峰值窗口去除技術(shù)或峰值刪除技術(shù)使峰值振幅簡單地線性去除。(b) 編碼技術(shù)。采用專門的前向糾錯碼會使產(chǎn)生非常大的 PAPR 的 OFDM 符號去除。(c) 擾碼技術(shù)。采用擾碼技術(shù)可以使生成的 OFDM 的互相關(guān)性盡量為 0，從而使 OFDM 的 PAPR 減小。這里的擾碼技術(shù)可以對生成的 OFDM 信號的相位進行重置，典型的有 PTS(Partial Transmit Sequence)和 SLM(Selective mapping)。3. 信道估計接收端使用差分檢測是不需要信道估計，但仍需要一些導頻信號提供初始的相位參考，差分檢測可以降低系統(tǒng)的復雜度和導頻的數(shù)量，但卻降低了信噪比。尤其是在 OFDM 系統(tǒng)中，系統(tǒng)對頻偏比較敏感，所以一般使用相干檢測。在系統(tǒng)采用相干檢測時，信道估計是必需的。此時可以使用訓練序列和導頻作為輔助信息，訓練序列通常用在非時變信道中，而在時變信道中一般使用導頻信號。在 OFDM 系統(tǒng)中，導頻信號是時頻二維的。為了提高估計的精度，可以插入連續(xù)導頻和分散導頻，導頻的數(shù)量是估計精度和系統(tǒng)復雜度的折衷。導頻信號之間的間隔取決于信道的相干時間和相干帶寬，在時域上，導頻的間隔應(yīng)小于相干時間；在頻域上導頻的間隔應(yīng)小于相干帶寬。實際應(yīng)用中，導頻模式的設(shè)計要根據(jù)具體情況而定。在 OFDM 系統(tǒng)中，信道估計器的設(shè)計主要有兩個問題：一是導頻信息的選擇，由于無線信道一般是衰落信道，需要不斷對信道進行跟蹤，因此導頻信息也必須不斷地發(fā)送；二是復雜度較低和導頻跟蹤能力良好的信道估計器的設(shè)計。在實際中，導頻信息的選擇和最佳估計器的設(shè)計又是相互關(guān)聯(lián)的，因為估計器的性能與導頻信息的傳輸方式有關(guān)。4. 信道編碼與交織采用信道編碼和交織是提高數(shù)字通信系統(tǒng)性能的常用方法。對于衰落信道中的隨機錯誤，可采用信道編碼；對于突發(fā)錯誤，可采用交織技術(shù)。通常同時采用這兩種技術(shù)，以步改善整個系統(tǒng)性能。在 OFDM 系統(tǒng)中，其結(jié)構(gòu)特征為在子載波間進行編碼創(chuàng)造了機會，形成 COFDM(Code Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式。編碼方式可以是分組碼、卷積碼等多種，其中卷積碼的效果要比分組碼好。5. 自適應(yīng)技術(shù)自適應(yīng)技術(shù)是根據(jù)信道的變化自適應(yīng)地改變調(diào)制方式（星座點數(shù)）、編碼率、發(fā)送功率等參數(shù)，以便最大限度的發(fā)送信息。從而有效提高頻譜效率。簡單的說自適應(yīng)調(diào)制就是根據(jù)信道狀況調(diào)整各個子載波的調(diào)制方式，當信道條件好時，采用高階的調(diào)制方式，當信道條件差時，采用低階的調(diào)制方式。該技術(shù)實現(xiàn)過程為，首先需要對時變的信道質(zhì)量進行估計，得到信道狀態(tài)信息(CSI, Channel State Information)，信道狀態(tài)信息的信道參數(shù)主要包括信噪比、均方誤差、誤比特率、誤幀率等。然后系統(tǒng)使用參數(shù)的信令傳輸方式(開環(huán)、閉環(huán)、盲檢測)中的一種，則系統(tǒng)就可以改變參數(shù)分配的子載波、調(diào)制方式和發(fā)送功率，使系統(tǒng)的性能達到最佳。目前比較成熟的自適應(yīng)調(diào)制技術(shù)有 Hughes 算法、Chow 算法、Fischer 算法，以及聯(lián)合比特、調(diào)制和功率三者的算法[32][33]。 在上述關(guān)鍵技術(shù)中，其中 OFDM 系統(tǒng)中的同步問題是關(guān)鍵問題又是技術(shù)難點，是實現(xiàn)系統(tǒng)性能的前提條件。因此，本論文就針對系統(tǒng)中的同步問題開展研究和探索。針對存在的同步算法進行分析和深入研究。 本章小結(jié)本章介紹了 OFDM 系統(tǒng)原理和關(guān)鍵技術(shù)，并且建立了OFDM的仿真模型其中同步技術(shù)對 OFDM 系統(tǒng)是十分關(guān)鍵的，同步性能的好壞直接影響到接收的性能，一旦同步性能不好，OFDM的整體性能將會嚴重下降。下一章將針對 OFDM 的同步技術(shù)問題加以研究。 OFDM 系統(tǒng)的同步技術(shù)分析本章在上一章研究系統(tǒng)模型和系統(tǒng)原理的基礎(chǔ)上，針對 OFDM 系統(tǒng)中存在的同步問題進行研究。 OFDM 系統(tǒng)中的同步原理同步技術(shù)是任何一個通信系統(tǒng)都要解決的實際問題，其性能好壞直接關(guān)系到整個通信系統(tǒng)的性能。準確的同步性能是信息可靠傳輸?shù)那疤幔?一般的通信系統(tǒng)都具有載波同步。 而對于數(shù)字通信，除了載波同步的問題外，還有符號同步的問題。對于 OFDM 系統(tǒng)，也不可避免地存在載波同步和符號同步的實現(xiàn)問題[34]。但是由于每個 OFDM 符號是由經(jīng)串并轉(zhuǎn)換的 N 個樣值符號組成的，所以在OFDM 系統(tǒng)中，除了上述數(shù)字通信系統(tǒng)中的載波同步和符號同步，還應(yīng)包括樣值同步，OFDM 系統(tǒng)中的樣值同步包括樣值定時同步和樣值頻率同步。在此系統(tǒng)中，符號同步的目的是使接收端確定每個 OFDM 符號的起止時刻，以確定準確的 FFT 開窗位置，并進一步實現(xiàn)塊同步或幀同步；樣值定時同步是為了使接收端確定每個樣值符號的起止時刻；樣值頻率同步則是使接收端與發(fā)送端具有相同的采樣頻率而設(shè)計的。在發(fā)送端，串行發(fā)送的數(shù)據(jù)流首先經(jīng)過串并變換成并行的數(shù)據(jù)流，進行逆傅立葉變換，在經(jīng)過并串轉(zhuǎn)換后得到數(shù)據(jù)流，插入循環(huán)前綴得到，再經(jīng)過數(shù)模轉(zhuǎn)換得到模擬信號，調(diào)制到載波上后送到信道中傳輸。接收端的處理過程與發(fā)送端的處理過程剛好相反。圖 中的發(fā)送端各點的信號可表示為 () () () OFDM系統(tǒng)中的同步結(jié)構(gòu)圖 其中， L 為所加循環(huán)前綴的樣值符號數(shù)，一般應(yīng)不小于信道多徑時延擴散的符號數(shù)；p(t)為發(fā)送端的脈沖成型波形；為發(fā)送信號的抽樣間隔（樣值頻率的倒數(shù)),為OFDM 符號的持續(xù)時間。為了便于研究，可假設(shè)滿足理想抽樣定理，且若不考慮循環(huán)前綴的影響，則有近似表達式: () 在接收端，相干解調(diào)需要有與發(fā)送端載波頻率和相位都相同的載波，所以首先要進行載波同步；其次，在進行模數(shù)轉(zhuǎn)換時，又需要與發(fā)送端相同的起始時刻和采樣時鐘，即確定樣值定時同步和樣值頻率同步；最后，由于樣值是連續(xù)到達的，所以還必須確定 OFDM 符號是什么地方開始的，又是從什么地方結(jié)束的，即符號定時同步問題。所以接收端需要對載波頻率、載波相位、抽樣間隔（抽樣頻率的倒數(shù)）、樣值定時偏差和符號定時偏差分別進行估計。假設(shè)載波頻率、載波相位、抽樣間隔的估計值分別為、和217。，其中為載波頻率偏差，為載波相位偏差，為抽樣間隔偏差。為了研究方便，不妨以 AWGN(Additive White Gaussion Noise)信道為例來進行討論（衰落信道可通過類似方法進行分析），假設(shè)為均值為 0，每維方差為的獨立高斯白噪聲。1. 首先，假設(shè)樣值定時和符號定時都已校準，即，考慮存在頻率偏差和抽樣間隔偏差（抽樣頻率偏差）時的情況。則接收端各點的信號可表示為： （）采樣后得到數(shù)據(jù)流 () 其中 對數(shù)據(jù)流進行傅立葉變換，并將的表達式帶入上式進行化簡，容易得到 () 其中都是由于噪聲所引起的干擾。顯然，噪聲只是使相位發(fā)生了旋轉(zhuǎn)，而平均功率并未發(fā)生變化。 2. 在上面所介紹情況的基礎(chǔ)上，再來考慮存在定時偏差時的情況，樣值定時偏差和符號定時偏差都存在的情況，如圖 所示。當存在樣值定時偏差，就相當于對接收信號在時刻進行采樣，得到： （） 最佳定時時刻與以及定時偏差圖對進行傅立葉變換，并將的表達式帶入式（）進行化簡，可得到： = ()