【文章內(nèi)容簡介】 特性驗證了方案的可行性與正確性。 ，其表達式如式()所示，圖 。 EquationChapter(Next)Section1() ： () 由()、()式可見，要想實現(xiàn)良好的輸出，控制器必須同時滿足兩個條件，第一個條件是能夠?qū)崿F(xiàn)對指令值的良好跟蹤，也就是第一項的系數(shù)在基波和各次諧波處盡可能的大，第二要實現(xiàn)對負載電流擾動相的抑制能力，也就是輸出阻抗越小越好。 由上面兩個式子可以對比，當(dāng)兩種控制方案的控制參數(shù)相同時，對指令值具有相同的跟蹤效果，差別在于對負載電流i_o的跟蹤上，采用電感電流內(nèi)環(huán)控制時，()式中第二項分母有G_i，因此其輸出阻抗相對于電容電流內(nèi)環(huán)控制方案較大，導(dǎo)致其負載電流擾動的抗干擾能力沒有后者強。 從控制框圖可見，電容電流是輸出電壓的微分，因此，輸出電壓的變化將會提前在電容電流中體現(xiàn)出來，輸出電壓在采用電容電流內(nèi)環(huán)控制方案時能夠得到較好的控制，尤其是加載減載的動態(tài)過程中，采用電感電流內(nèi)環(huán)控制時，由于電感電流具有無法突變的特性，負載電流的變化并不能立即在電感電流中得到體現(xiàn)，顯然采用電容電壓外環(huán)電感電流內(nèi)環(huán)控制并不能獲得很好的動態(tài)性能指標(biāo)。 雖然采用電容電壓外環(huán)電容電流內(nèi)環(huán)控制方案時，具有輸出阻抗小，動態(tài)效果好的優(yōu)點，但卻沒有限流的功能。而這一功能的缺失對于逆變器安全運行將帶來嚴重影響，如果可以通過對電感電流內(nèi)環(huán)方案進行改進，在保證其限流功能的前提下，提高其動態(tài)輸出特性、減小其輸出阻抗，有鑒于此，文獻提出了帶負載電流前饋的電容電壓外環(huán)電感電流內(nèi)環(huán)控制方案。 () 由()式與()式可見，帶負載電流前饋的雙環(huán)控制方式與上文中的電容電壓外環(huán)電容電流內(nèi)環(huán)控制方案的控制效果是一樣的，該控制方案內(nèi)環(huán)控制的是電感電流，因此可以達到短路或者過載時限流的效果，同時電感電流內(nèi)環(huán)的指令值不但包括電壓控制器的輸出，還包括輸出電流的值，因此內(nèi)環(huán)可以實時跟蹤輸出電流的變化量，從而可以達到較好的動態(tài)效果。 綜上，將帶負載電流前饋的電容電壓外環(huán)電感電流內(nèi)環(huán)的控制方案作為實際控制對象的控制方案。 相對于帶載，空載時系統(tǒng)的阻尼更小，更不易穩(wěn)定，因此設(shè)計控制器一般在空載下進行參數(shù)設(shè)計[13,28]。雙環(huán)控制參數(shù)的設(shè)計，一般先設(shè)計內(nèi)環(huán)參數(shù)后設(shè)計外環(huán)參數(shù)，為便于分析內(nèi)環(huán)控制對象。 () 由于在dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下控制，控制分量為直流量，因此內(nèi)環(huán)控制器可采用PID控制器，因為內(nèi)環(huán)主要作用是增加系統(tǒng)阻尼以增強系統(tǒng)的穩(wěn)定性，簡便起見，本文內(nèi)環(huán)采取比例控制器 即取 () 則可以得到內(nèi)環(huán)控制的閉環(huán)傳遞函數(shù)為 () ，常使用該原則為依據(jù)設(shè)計內(nèi)環(huán)的比例控制器，則由 () 其中，則由()式可以得到 () 由于三相的濾波電容是三角形連接的，因此等效電容是3C，將相關(guān)參數(shù)帶入()可以得到內(nèi)環(huán)的控制參數(shù)為 () ，其傳遞函數(shù)為 () : ，外環(huán)控制對象的截止頻率約為2630rad/s，超過截止頻率后，控制對象的增益急速下降且相位快速滯后，而一般PI控制器的bode圖有兩個重要特征，一個是高頻的衰減倍數(shù)，另一個就是轉(zhuǎn)折頻率，為了充分利用PI控制器的高頻衰減性能以及使系統(tǒng)帶寬 最寬，通常將PI控制器的轉(zhuǎn)折頻率設(shè)置在控制對象截止頻率處，因為控制對象的帶寬只有2630rad/s，因此外環(huán)控制器的轉(zhuǎn)折就可以取為2630rad/s，即 () 外環(huán)控制器的比例系數(shù)關(guān)系到系統(tǒng)的動態(tài)效果和穩(wěn)定性，通常在設(shè)計控制器時，一般認為控制系統(tǒng)在頻域特性中的相角裕度最好在，幅值裕度不應(yīng)小于6dB[29]，即 () 。 (開環(huán)傳遞函數(shù))176。，由綠色曲線(閉環(huán)傳遞函數(shù))可知，閉環(huán)系統(tǒng)對于低頻段的跟蹤效果較好，而高頻段的濾波效果較好。 由于存在BUS母線雜散電感、IGBT管壓降、IGBT開關(guān)非理想化、死區(qū)等因素，逆變橋所輸出的電壓除了基波分量外還存在7等諧波分量，輸出的LC濾波器屬于低通濾波器，能夠濾除高次諧波如開關(guān)頻率處的諧波，但是卻無法濾除低次諧波，而PI控制器在諧波頻率處的增益不夠大[16]，即PI控制器無法有效的抑制輸出電壓中的低次諧波，因此除了PI控制器外，還必須添加其他控制策略以降低輸出電壓的諧波含量。 常用來抑制諧波分量的控制器就是重復(fù)控制了。 ^(N)表示延遲一個基波周期，重復(fù)信號發(fā)生器能夠一直累加一個基波周期以前的信號，從而實現(xiàn)無靜差的跟蹤基波整數(shù)倍頻率的信號，重復(fù)信號發(fā)生器實質(zhì)上是對誤差信號進行以基波周期為步長的累加，通常Q(z)取小于1的常數(shù)，Q(z)的存在是為了增加系統(tǒng)的穩(wěn)定性，Q(z)取得越小，系統(tǒng)能穩(wěn)定，但是重復(fù)控制的增益也就越小，系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)誤差也就越大，可見，Q(z)并不是越小越好，通常Q(z)。 重復(fù)信號發(fā)生器在全頻段都是有效的，增益都很大，而在高頻段的高增益不利于系統(tǒng)的穩(wěn)定，因此通常在重復(fù)信號發(fā)生器的后面會串聯(lián)一個補償器。 補償器C(z)由控制對象的頻率特性決定，通常C(z)=K_rz^kS(z)，可見C(z)主要由三部分組成，其中K_r用來控制重復(fù)控制器的增益，要使系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)誤差小，必須加大K_r，但這樣會降低系統(tǒng)的穩(wěn)定性；z^k是引入的一個相位超前環(huán)節(jié)，由它可確定補償器在相位上是超前的或是滯后的；而S(z)為濾波器，它主要有三個方面的作用，一是增大補償器C(z)的低通特性，使補償器C(z)在低頻段的增益為1，這樣就方便了K_r的設(shè)計了，二是如果控制對象有諧振峰，則可以用S(z)抵消掉控制對象的諧振峰，這樣可以增強系統(tǒng)的穩(wěn)定性，三是可以通過S(z)使得補償器C(z)在高頻段增益很小，這樣可以有較強的抗干擾能力，同時也增強了系統(tǒng)的穩(wěn)定性。 上文中提到，本例將采用帶負載電流前饋的電容電壓外環(huán)電感電流內(nèi)環(huán)的控制方案，因此為了抑制輸出電壓波形中的諧波，可以將重復(fù)控制器放在電壓外環(huán)或者電流內(nèi)環(huán)，一些文獻提到，由于雙環(huán)控制中，電流內(nèi)環(huán)的控制帶寬高于外環(huán)帶寬，因此優(yōu)先將諧波控制器(諧振控制器或重復(fù)控制器，在7等諧波處具有很高的增益)放在內(nèi)環(huán)。但本文將諧波控制器 放在電壓外環(huán)，因為放在內(nèi)環(huán)的諧波抑制效果沒有放在外環(huán)好。加入諧波控制器的目的是為了提高控制器在各次諧波處的增益，但是如果放在內(nèi)環(huán)，由于外環(huán)帶寬的限制，其增益提高不明顯。但是放在外環(huán)時，其在各次諧波處增益提高更加明顯，抑制輸出電壓中諧波分量的能力更強。因此，: ，可見重復(fù)控制器G_rep與電壓環(huán)的PI控制器G_v是并聯(lián)關(guān)系，他們的控制對象如(39)式所示，即外環(huán)控制對象表示為 () 通常重復(fù)控制器與PI控制器是分開設(shè)計的，一方面的原因是重復(fù)控制器的響應(yīng)時間長，PI控制器的響應(yīng)速度快，因此可以認為在時間上，這兩個控制器是解耦的，互不影響，另一方面，單獨設(shè)計較簡單，簡化了設(shè)計步驟，實踐證明，重復(fù)控制器與PI控制器單獨設(shè)計是可行的。 ，主要有兩個參數(shù)，一個是Q(z)，～，值越大，重復(fù)控制的跟蹤越快速但穩(wěn)定裕量越小[13]，；另一個參數(shù)就是C(z)=K_rz^kS(z)了，由于C(z)需要一個低通的帶寬性質(zhì)，因此S(z)通常取一二階低通濾波器，由于此二階濾波器在此起的主要作用就是高頻信號的衰減，因此此阻尼比下的二階濾波器在截止頻率處的幅頻響應(yīng)過度速度最快，外環(huán)控制對象的截止頻率約為2630rad/s，因此二階低通濾波器S(z)的截止頻率可選取在此頻率附近，但仿真發(fā)現(xiàn)二階低通濾波器S(z)的截止頻率取得過高，系統(tǒng)不易穩(wěn)定且諧波抑制能力也不夠好，這主要是因為相位補償環(huán)節(jié)z^k在頻率較高時的相位補償誤差太大，重復(fù)控制器的諧波抑制能力明顯下降，而二階低通濾波器S(z)的截止頻率若取得過低則對 7次諧波的抑制不夠，仿真發(fā)現(xiàn)，二階低通濾波器S(z)的截止頻率取在1800rad/s時，重復(fù)控制器對輸出電壓諧波的抑制能力較好。 相位補償環(huán)節(jié)z^k的補償拍數(shù)k的設(shè)計較簡單，只需畫出控制對象與相位補償環(huán)節(jié)z^k的相頻曲線觀察就可以了，通過觀察不同拍數(shù)k所對應(yīng)的相頻曲線，取與控制對象吻合最佳的拍數(shù)k[30]即可，觀察發(fā)現(xiàn)，當(dāng)采樣頻率為6kHz時，取7拍的補償量較合適。 通常重復(fù)控制器中的K_r環(huán)節(jié)用來消除輸出LC濾波器的諧振峰，～，由于本文采取的雙環(huán)控制策略，外環(huán)控制對象無諧振峰，因此K_r的取值可以大一點甚至直接取為1，但為保證整個系統(tǒng)的穩(wěn)定性，仿真發(fā)現(xiàn)K_r=，輸出電壓波形的THD較低，重復(fù)控制器的諧波抑制能力較強。綜上，(采樣頻率為6kHz)。 在matlab的simulink中搭建與實驗臺架參數(shù)一致的三相全橋逆變的仿真模型，輸出變壓器為?Y接法，原副邊變比為212/390，額定負載50kW，開關(guān)頻率為6kHz，采用帶輸出電流前饋的電容電壓電感電流雙環(huán)控制，內(nèi)環(huán)采用比例控制器，外環(huán)采用PI加重復(fù)控制器，具體控制參數(shù)如式()、式()。 ，根據(jù)三相變壓器的變比，額定時原邊電壓最大值應(yīng)為300V，可見開環(huán)控制時原邊電壓與額定值差別較大，因此必須 閉環(huán)控制，另一方面，%、%%，可對比加上閉環(huán)控制后的波形質(zhì)量。 ，加上PI閉環(huán)控制后，輸出電壓幅值基本無穩(wěn)態(tài)誤差了，原邊電壓幅值均在300V附近，得益于PI控制器對dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的電壓直流分量的無靜差跟蹤，電壓的穩(wěn)態(tài)誤差極小，%、%%，可見雖然PI控制器對幅值的跟蹤較好但是對諧波的抑制作用卻較小，輸出電壓波形的THD和開環(huán)控制時基本無差異，因此必須加上重復(fù)控制器。 (僅PI控制)控制下空載輸出電壓波形 (PI加重復(fù)控制)時三相輸出電壓波形，%、%%，可見重復(fù)控制對諧波的抑制能力還是很強的。 (PI加重復(fù)控制)控制下空載時輸出電壓波形 ，%、%%，可見本文所設(shè)計的重復(fù)控制器在阻性滿載下也具有較好的諧波抑制能力。 ，%、%%，可見本文所設(shè)計的重復(fù)控制器在阻感性滿載下也具有較好的諧波抑制能力。 (PI加重復(fù)控制)控制下滿載時輸出電壓波形 (PI加重復(fù)控制)控制下阻感性滿載時輸出電壓波形 (PI加重復(fù)控制)控制下整流型負載時輸出電壓波形 ()時輸出電壓波形，%、%%，可見本文所設(shè)計的重復(fù)控制器在阻感性滿載下也具有較好的諧波抑制能力。 表31波形質(zhì)量仿真結(jié)果 控制器 負載 PI 空載 PI加重復(fù) PI加重復(fù) PI加重復(fù) PI加重復(fù) A相電壓THD B相電壓THD C相電壓THD % % % 空載 % % % % % % 阻性滿載 阻感性滿載 % % % 整流型負載 % % % 由上述仿真結(jié)果可知，所設(shè)計的控制器穩(wěn)態(tài)時的波形質(zhì)量較好，各工況的穩(wěn)態(tài)仿真結(jié)果如表31所示。 (突加阻性滿載) ，在突加純阻性負載時，輸出電壓會有一個跌落過程，但是能夠很快的恢復(fù)至額定值，調(diào)節(jié)時間約占1個基波周期(20ms)，%。 (突加阻感性滿載) ，在突加阻感性負載時，輸出電壓會有一個跌落過程，但是能夠很快的恢復(fù)至額定值，調(diào)節(jié)時間約占兩個基波周期，%。 為了驗證本章研究的逆變器控制方法的可行性，對一臺50kVA三相全橋結(jié)構(gòu)的逆變器臺架設(shè)計了內(nèi)外環(huán)、重復(fù)控制參數(shù)，其實驗結(jié)果如下：(由于受到示波器通道以及電壓電流探頭數(shù)量的限制，圖上一次最多顯示4個波形，無法同時觀察輸出電壓與輸出電流) (500V/格，50A/格) (500V/格，50A/格 (500V/格，50A/格) 對空載、半載、滿載條件下三相電壓的數(shù)據(jù)導(dǎo)入到matlab中進行分析得到三相電壓的波形質(zhì)量參數(shù)如下表32所示，從表中數(shù)據(jù)可以看出控制器能夠很好作用于系統(tǒng)，三相輸出電壓在空載、半載、滿載的穩(wěn)態(tài)條件下波形質(zhì)量良好，符合預(yù)期要求。 表32波形質(zhì)量實驗結(jié)果 負載 A相電壓有效值 A相電壓THD A相電壓 B相電壓有效值 B相電壓THD A相電穩(wěn)態(tài)實驗結(jié)果 壓有效值 THD 空載 % % % 半載 滿載 % % % % % % 動態(tài)實驗結(jié)果 (電壓500V/格/電流50A/格) (電壓500V/格/電流50A/格) 、半載到滿載時，電壓波形并無明顯跌落?？蛰d到半載，恢復(fù)時間在兩個周波約40ms左右，半載到滿載