【文章內(nèi)容簡介】 單極性控制方式。第三章 逆變器前級DC/DC推挽升壓DCDC推挽升壓電路原理圖如圖31所示，可以看出主要由輸入推挽主電路、高頻變壓器、輸出整流電路和輸出濾波器五部分組成。圖31推挽式升壓電路原理圖電路中兩個控制開關(guān)M1和M2輪流交替工作，將使變壓器的次級產(chǎn)生一個交流方波，因?yàn)镸M2的導(dǎo)通時間一般是相同的，所以其電壓波形非常對稱，如果開關(guān)管的占空比都是50%的話，電源在整個工作周期之內(nèi)都向負(fù)載提供功率輸出，因此，其輸出電流的響應(yīng)速度很高，電壓輸出特性很好。電路中接有儲能濾波電容C，儲能濾波電容會對輸出電壓的脈動電壓起到平滑的作用，因此，輸出電壓Uo不會出現(xiàn)很高幅度的電壓反沖，其輸出電壓的峰值Up就可以認(rèn)為是半波平均值Upa，其值略大于正激輸出nUi，n為變壓器次級線圈N3繞組與初級線圈N1繞組或N2繞組的匝數(shù)比。因?yàn)閹Ц綦x變壓器的推挽式變換器的輸出電壓除了正激輸出電壓部分以外，還有反激輸出的電壓。所以，推挽式DCDC變換器的輸出電壓uo，約等于高頻變壓器次級線圈N3繞組產(chǎn)生的正激式輸出電壓Up或Up的半波平均值Upa或Upa： ——M1導(dǎo)通期間；或——M2導(dǎo)通期間。以上式子中，Uo為推挽式DCDC變換器經(jīng)過整流未經(jīng)過濾波的輸出電壓，n為高頻變壓器次級繞組與初級繞組的匝數(shù)比，Ui為高頻變壓器初級線圈N1繞組或N2繞組的輸入電壓。逐漸增加到最大值；在兩者的共同作用下剛好產(chǎn)生一個方波。 DCDC推挽主電路參數(shù)的計算推挽式變換器是開關(guān)電源最經(jīng)典的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)之一，然而輸出功率大幅增加時，就會因?yàn)閮蓚€開關(guān)管的存儲時間和導(dǎo)通壓降不一樣而導(dǎo)致磁通不平衡，如此工作幾個周期之后變壓器磁芯將偏離磁滯回線進(jìn)入飽和區(qū)，處在飽和區(qū)的磁芯不能承受電壓，當(dāng)相應(yīng)的開關(guān)管再次導(dǎo)通時，開關(guān)管將承受很大的電流而導(dǎo)致開關(guān)管損壞。而如果開關(guān)管采用的是MOSFET管，則這個問題就沒那么嚴(yán)重。首先，MOSFET沒有存儲時間，兩組柵極信號脈寬相等，兩個開關(guān)管導(dǎo)通時間相等；其次，MOSFET管導(dǎo)通壓降隨溫度升高而增加的特性特供了負(fù)反饋?zhàn)饔?，有助于糾正磁通不平衡的問題，故本方案采用的是MOSFET管[12]。1)額定電壓由電路工作原理可知:功率開關(guān)管的最大應(yīng)力為2Vin，考慮到輸入電壓為30V~50V（實(shí)際使用電壓40V)，由推挽電路的工作原理可以知道，MOSFET管兩端承受的最大電壓為兩倍的輸入電壓40=60V，考慮到分布電感引起的電壓尖峰及可靠性設(shè)計，選用80V耐壓的MOSFET開關(guān)管。2)額定電流直流電源向DCDC環(huán)節(jié)流過MOSFET管的最大電流可以由以下公式計算：式中，為前級最大輸入電流，即MOSFET管的最大輸入電流；為最小輸入電壓；為最大占空比?？紤]到綜上的計算選用選取的MOSFET管為RU190N08，該管的主要參數(shù)如下：；；；；。 推挽式變換器整流二極管應(yīng)當(dāng)具備正向?qū)妷旱?、反向恢?fù)時間短和反向漏電流小等特點(diǎn)，變壓器副邊為全橋整流電路，加在整流二極管上的反向電壓為V，整流管上承受的最大反向電壓V=400V（直流側(cè)最高電壓）。在整流開關(guān)時有一定的電壓振蕩，,則額定電壓為400=600V本設(shè)計的逆變電源開關(guān)頻率為31KHz，輸出為220V的正弦波，其峰值電壓約為311V，假設(shè)系統(tǒng)后級的逆變效率為86%，則可以計算出前級DCDC變換器輸出的電壓為360V，功率為220W，輸出電流有效值約為1A?；诎踩慕嵌瘸霭l(fā)，本方案選用超快恢復(fù)型二極管RHRP15120，其反向耐壓為1200V，正向平均電流15A，反向恢復(fù)時間65nS，滿足設(shè)計要求。本文設(shè)計的輸出濾波器采電容濾波方案。電容C具有隔直流通交流的特點(diǎn)，當(dāng)輸出電壓經(jīng)過由電容C濾波電路后，改變了交直流分量的比例，從而得到紋波小的直流電壓。輸出電容Co的容量和輸出電壓紋波并沒有直接的關(guān)系，紋波的大小是由輸出電容的ESR（等效串聯(lián)電阻Ro）來決定的，假設(shè)紋波電壓峰—峰值為Vr，則它們的關(guān)系為：式中，dI是所選的電感電流紋波的峰—峰值。另外，對于鋁電解電容，在很大容值及額定電壓范圍內(nèi)，其的值基本不變，范圍是~。因此可選為假設(shè)，代入數(shù)據(jù)得，在設(shè)計當(dāng)中選用的是330uF/450V的電解電容。 ATmega128L功能簡介ATMEL公司于1997年研發(fā)并推出了全新配置的、采用精簡指令集RLSC結(jié)構(gòu)的新型單片機(jī)，簡稱AVR單片機(jī)。ATmega128L是一款基于AVRRISC、低功耗 COMS的8位單片機(jī)，由于在一個時鐘周期內(nèi)執(zhí)行一條指令，ATmega128L可以達(dá)到接近1MIPS/MHz。ATmega128L具有以下特點(diǎn):128KB字節(jié)的在線編程/應(yīng)用編程(JTAG /ISP)Flash程序存儲器，512字節(jié)EZPROM，1K字節(jié)SRAM，32個通用工作寄存器，48個通用I/O口，兩個具有獨(dú)立的預(yù)分頻器和比較器功能的8位定時器/計數(shù)器，兩個具有預(yù)分頻器、比較功能和捕捉功能的16 位定時器/計數(shù)器具有獨(dú)立預(yù)分頻器的實(shí)時時鐘計數(shù)器，兩路8 位PWM，6路分辨率可編程（2 到16 位）的PWM，8路10 位ADC， 具有獨(dú)立片內(nèi)振蕩器的可編程看門狗定時器，100000 次寫/ 擦除壽命周期。ATmega128L成為一個功能強(qiáng)大的單片機(jī)，為許多嵌入式控制應(yīng)用提供了靈活而低成本的解決方案。如圖32所示是ATmega128L的芯片外觀:圖32 ATmega128L的芯片外觀 基于ATmega128L單片機(jī)的PWM波的生成ATmega128L有4個定時/計數(shù)器，其中T/Cl是一個16位的多功能定時/計數(shù)器，它具有兩個獨(dú)立的輸出比較單元、一個輸入捕獲單元、相位可調(diào)的脈寬調(diào)制輸出和4個獨(dú)立的中斷源(TOVI、OCFIA、OCFIB和ICFI)。T/C1有多種工作模式，其中相位可調(diào)的PWM模式可以產(chǎn)生高精度相位可調(diào)的PWM波形。當(dāng)T/C1工作在此模式下時，計數(shù)器為雙程計數(shù)器:從0x0000一直加到TOP，在下一個計數(shù)脈沖到達(dá)時，改變計數(shù)方向，從TOP開始減1計數(shù)到0x0000。在設(shè)置正向比較匹配輸出模式下:正向加1過程中，TCNT1的計數(shù)值與輸出比較寄存器OCR1A/ OCR1B的值相同匹配時清零OC1A/OC1B，即使引腳OC1A和OC1B輸出低電平。反向減1過程中，當(dāng)計數(shù)器TCNT1的值與輸出比較寄存器OCR1A/OCR1B的值相同匹配時置位OC1A/ OC1B，即使引腳OC1A和 OC1B輸出高電平。設(shè)置成反向比較匹配輸出模式時工作過程與上述過程相反[13]。圖33為PWM 模式的時序圖。圖33 T/C1模式PWM工作時序圖由以上可知，計數(shù)器計數(shù)上限TOP值的大小決定了PWM輸出頻率的高低，而比較寄存器的數(shù)值則決定了輸出脈沖的起始相位和脈寬。本系統(tǒng)將捕獲寄存器ICRI的設(shè)定值作為計數(shù)器計數(shù)上限TOP值，則當(dāng)計數(shù)器計數(shù)到上限TOP值時，可以申請捕獲中斷，在捕獲中斷中可以設(shè)置比較寄存器OCR1A/OCR1B的值,從而獲得不同占空比的脈沖波形,程序如下（具體程序見附錄）：void init_pwm(void){TCCR0=0X69。TCCR2=0X79。 TCNT0=TCNT2=0X00。 OCR0=OCR2=0。}void dutfactor0(unsigned int p){ OCR0=255*p/100。}void dutfactor2(unsigned int q){ OCR2=255(255*q/100)。}考慮到驅(qū)動開關(guān)管的頻率如果太低影響前級效率，頻率太高開關(guān)管的開關(guān)損耗將增大，配合下一章的輸出反饋采樣電路可以使系統(tǒng)的輸出電壓穩(wěn)定。高頻鏈變壓器是裝置的核心部件，其性能的好壞直接決定了整個逆變器的性能承擔(dān)著隔離和傳輸功率的重任。不合格的變壓器將導(dǎo)致溫升高、效率低、漏感嚴(yán)重、輸出波形畸變大等問題，直接影響電路的可靠性和穩(wěn)定性，甚至?xí)p壞功率半導(dǎo)體器件。高頻變壓器的工作頻率比一般的工頻電力變壓器要高，達(dá)幾十KHz甚至更高，因此其設(shè)計有自身的特點(diǎn)。設(shè)計高頻變壓器應(yīng)從選擇磁心材料開始。高頻變壓器磁心多是低磁場下使用的軟磁材料，有較高的磁導(dǎo)率、低的矯頑力和高的電阻率。一般來說，磁心材料磁導(dǎo)率高，在一定線圈匝數(shù)時，通過不大的激磁電流就能有較高的磁感應(yīng)強(qiáng)度，線圈就能承受較高的外加電壓，因此輸出一定功率要求下，可減小磁心體積。磁心矯頑力低，磁滯回環(huán)面積小，則鐵損也小。高的電阻率則使得渦流小，鐵損小。本論文采用鐵氧體磁性的高頻鏈變壓器。鐵氧體軟磁材料是合成氧化物燒結(jié)體，電阻率很高，其缺點(diǎn)是飽和磁密偏低，適合高頻小功率使用，設(shè)計高頻鏈變壓器主要部分分兩大步驟:先確定磁芯幾何尺寸，再計算匝數(shù)、導(dǎo)線面積等參數(shù)。設(shè)變壓器原、副邊匝數(shù)分別為和，原邊輸入電壓為，由法拉第電磁感應(yīng)定律，有：式中：為開關(guān)工作頻率（Hz），工作磁通密度，原邊繞組，磁芯有效面積，為波形系數(shù)，有效值與平均值之比（方波時為4，）整理得磁芯窗口面積乘上使用系數(shù)為有效面積，該有效面積為原邊繞組占據(jù)的窗口面積與副邊繞組占據(jù)的窗口面積之和，即式中：為窗口使用系數(shù)（）。 為原邊繞組每匝占有面積；為副邊繞組每匝所占有面積；為磁芯窗口面積。設(shè)原副邊電流密度相等，為J，則由上述三式可得：即 即為變壓器窗口面積和磁芯截面積的乘積。為原邊和副邊的功率。上式表明工作磁通密度、開關(guān)工作頻率窗口面積使用系數(shù)、波形系數(shù)和電流密度都影響面積的乘積[14]。電流密度直接影響溫升，亦影響可表示為式中為電流比例系數(shù)；為常數(shù)，由所用鐵芯確定。又設(shè)為變壓器的視在功率，則公式可以進(jìn)一步表示為：式中除了AP單位為cm，其余物理量均為國際單位制。變壓器的視在功率與其線路結(jié)構(gòu)關(guān)系密切，對于本設(shè)計中采用的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，視在功率可表示為：、和開關(guān)變壓器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)有關(guān)，當(dāng)輸入為推挽電路時當(dāng)單端正激時為1。當(dāng)輸出是整流橋時k=1，當(dāng)輸出接推挽電路時由于本文前段采用推挽結(jié)構(gòu)，輸出采用全橋整流因此，；設(shè)變壓器效率為90%，即η=，得采用EE型磁芯，查表磁芯結(jié)構(gòu)常數(shù)表可得，容許溫升25℃時，=323，X=，用高頻鐵氧體材料R2KBD，其飽和磁通約為B=5100G，考慮高溫飽和磁密會下降，同時防止合閘瞬間高頻變壓器進(jìn)入飽和取。主要與線頸、繞組數(shù)有關(guān)，一般典型值取=；由于是方波=4；=1700G（單位換算）；。則：增加10%的裕度取查手冊選取EE40鐵氧體磁芯，其,有效截面積。確定了鐵芯下面計算一下匝數(shù)。從提高高頻變壓器利用率，減小開關(guān)管的電流，降低輸出整流二極管的反向電壓角度考慮高頻變壓器原副邊匝比應(yīng)盡可能取大一些。這樣也有利于較少損耗和降低成本。為了在規(guī)定的輸入電壓范圍內(nèi)能夠達(dá)到輸出要求，變壓器的變比應(yīng)按最低輸入電壓選取。實(shí)際輸出最大占空比D(單管)，取D=，開關(guān)頻率設(shè)計在30KHz，輸入電壓最低為40 V（DC），保證輸出不小于365V(因?yàn)槿舯ＷC后級的逆變器能夠輸出穩(wěn)定的220VAC，則直流母線電壓必須大于365V)，則：選擇變壓器變比為取匝。的單位是T，S的單位是。算出的是原邊的一個繞組所以原邊的繞組為4匝，中間帶有抽頭?？紤]到集膚效應(yīng)，原邊用3根銅線并繞。在選用繞組的導(dǎo)線直徑時，要考慮導(dǎo)線的集膚效應(yīng)(指導(dǎo)線中流過交變電流時使導(dǎo)線橫截面上的電流分布不均，使導(dǎo)線的有效截面積減少，電阻增大)，一般要求導(dǎo)線線徑小于兩倍穿透深度。變壓器的工作頻率為30KHz，在此頻率下，銅線的穿透深度為:，原邊電流：原副邊的電流密度J：原邊繞組裸線面積：副邊繞組裸線面積：按照以上參數(shù)設(shè)計的高頻變壓器即可以滿足DCDC環(huán)節(jié)的要求。本章主要介紹了前級DCDC升壓，其中包括：推挽式升壓電路，PWM波的生成和高頻變壓器的設(shè)計，推挽式升壓電路的優(yōu)點(diǎn)是電源在整個工作周期之內(nèi)都向負(fù)載提供功率輸出，因此，其輸出電流的響應(yīng)速度很高，電壓輸出特性好。為避免上下管開關(guān)管同時導(dǎo)通而發(fā)生短路，增加了PWM波的死區(qū)時間和驅(qū)動能力，實(shí)驗(yàn)結(jié)果良好。變壓器的制作是本章的難點(diǎn)，涉及到磁芯、線圈、骨架的選擇和繞制方法等，通過學(xué)習(xí)掌握了小功率變壓器的制作方法。 第四章 逆變器后級DC/AC單相全橋逆變 DCAC主電路結(jié)構(gòu)分析逆變器后級DCAC主電路主要由逆變橋、開關(guān)管吸收緩沖電路和輸出濾波器構(gòu)成，其原理簡圖如圖41所示：圖41 DCAC逆變電路簡圖圖中由M1—M4四個開關(guān)管組成逆變橋，它們在單極性SPWM控制下工作。假設(shè)電路中的所有元件都是工作在理想狀態(tài)下，則可以把DCAC全橋逆變電路的工作狀態(tài)分為六種，由于正半周期和負(fù)半周期的工作狀態(tài)類似，故在此只分析其正半周的工作狀態(tài)。M1—M4的驅(qū)動信號如圖42所示。圖42 M1—M4驅(qū)動信號圖工作狀態(tài)一：當(dāng)Ug1=Ug4=Um且Ug2=Ug3=0時，M1和M4導(dǎo)通，M2和M3關(guān)斷。前級推挽變換器輸出的高壓直流電向負(fù)載提供能量，同時給儲能濾波電容充電，其等效電路圖如圖43所示：圖43工作狀態(tài)一等效電路圖工作狀態(tài)二：當(dāng)Ug1=0，Ug4=Um且Ug2=Ug3=0時，M4導(dǎo)通，MMM3關(guān)斷。輸出濾波電感的電流通過D2和M4續(xù)流，儲能濾波電容放電，給負(fù)載提供能量，此時的等效電路圖如圖44所示：圖44工作狀態(tài)二等效電路圖工作狀態(tài)三：當(dāng)Ug1=Ug4=0且Ug2=Ug3=0時，M1—M4全部關(guān)斷。電感電流通過D2和D3給電源充電，此時的等效電路圖如圖45所示：圖45工作狀態(tài)三等效電路圖 DCAC電路參數(shù)計算前級DCDC推挽升壓變換器的輸出電壓為360V直流電，該電壓作為后級DCAC變換器的輸入電壓。由于本文設(shè)計逆變電源的輸出功率為300W，輸出電壓的有效值為220V。后級DCAC開關(guān)頻率的選擇對于逆變器來說極其重要。開關(guān)頻率越大，載波比N就越大，每周期基波（正弦調(diào)制波）所含調(diào)制輸出的脈沖總數(shù)也就越大，則理論上其后的輸出濾波越容易，輸出電