【正文】 副邊繞組裸線面積：按照以上參數(shù)設(shè)計的高頻變壓器即可以滿足DCDC環(huán)節(jié)的要求。從提高高頻變壓器利用率，減小開關(guān)管的電流，降低輸出整流二極管的反向電壓角度考慮高頻變壓器原副邊匝比應(yīng)盡可能取大一些。上式表明工作磁通密度、開關(guān)工作頻率窗口面積使用系數(shù)、波形系數(shù)和電流密度都影響面積的乘積[14]。磁心矯頑力低，磁滯回環(huán)面積小，則鐵損也小。}void dutfactor2(unsigned int q){ OCR2=255(255*q/100)。設(shè)置成反向比較匹配輸出模式時工作過程與上述過程相反[13]。ATmega128L是一款基于AVRRISC、低功耗 COMS的8位單片機，由于在一個時鐘周期內(nèi)執(zhí)行一條指令，ATmega128L可以達到接近1MIPS/MHz。在整流開關(guān)時有一定的電壓振蕩，,則額定電壓為400=600V本設(shè)計的逆變電源開關(guān)頻率為31KHz，輸出為220V的正弦波，其峰值電壓約為311V，假設(shè)系統(tǒng)后級的逆變效率為86%，則可以計算出前級DCDC變換器輸出的電壓為360V，功率為220W，輸出電流有效值約為1A。逐漸增加到最大值；在兩者的共同作用下剛好產(chǎn)生一個方波?？梢娫谙嗤妮d波頻率下，單極性調(diào)制方式比雙極性調(diào)制的開關(guān)損耗要低，故本文采取單極性SPWM調(diào)制方式。圖中，當(dāng)t位于到區(qū)間內(nèi)時，所對應(yīng)的面積為：假設(shè)調(diào)制度為M，脈沖序列的幅度為，則有，第k份正弦波面積所對應(yīng)的脈沖寬度面積。通過調(diào)節(jié)PWM波的占空比和基波頻率就可以很方便的調(diào)節(jié)輸出信號的幅度和頻率[10]。半橋式逆變器對輸入電源電壓的利用率比全橋式逆變器要低很多，而全橋式逆變器則幾乎為1。半橋式變換器的缺點有：①電源利用率比較低，變壓器原邊電壓僅為Vin/2；②開關(guān)器件連接沒有公共地，驅(qū)動信號連接比較麻煩；③當(dāng)兩個控制開關(guān)處于交替轉(zhuǎn)換工作狀態(tài)的時候，由于電容充放電需要一個過程，兩個開關(guān)器件會同時出現(xiàn)一個很短時間的半導(dǎo)通區(qū)域，此時，在兩個控制開關(guān)的串聯(lián)回路中將出現(xiàn)很大的電流，而這個電流并沒有通過變壓器輸送給負(fù)載，因此兩個開關(guān)管將會產(chǎn)生很大的功率損耗。本文所要設(shè)計的逆變電源由蓄電池進行供電，不需要和電網(wǎng)進行并接，同時考慮到成本和實現(xiàn)的難易程度，選擇了單向電壓源高頻鏈逆變器作為本文的設(shè)計方案。從圖中可以看出，它主要是由輸入、輸出濾波器、高頻逆變器、高頻變壓器、頻率變換器等組成。高頻鏈逆變器的工作頻率高，相對于低頻鏈逆變器而言，變壓器的體積可以做得很小，減輕了重量，也實現(xiàn)了逆變電源前級DCDC變換器與后級DCAC逆變器之間的電氣隔離[6]。能將直流電能轉(zhuǎn)化為目標(biāo)交流電能的逆變系統(tǒng)有許多構(gòu)架方案，各種構(gòu)架在不同的應(yīng)用場合下具有不同的優(yōu)點，下面將對目前常用的逆變系統(tǒng)方案進行分析對比。第三章是逆變系統(tǒng)前級推挽升壓電路的設(shè)計。在輸出波形為正弦波的逆變器中，最常采用的控制方式是正弦脈寬調(diào)制（SPWM）。逆變器的損耗包括開關(guān)損耗和驅(qū)動損耗[3]。由于開關(guān)器件可以自行關(guān)斷，因此省去了復(fù)雜的換流電路，既減小了成本又提高了效率。隨著電力電子技術(shù)的高速發(fā)展，大功率開關(guān)器件和集成控制電路的研發(fā)成功，利用半導(dǎo)體技術(shù)就可以完成DCAC變換，這種變換裝置稱為靜止變流器，通常所說的逆變器均指靜止逆變器。文章首先闡述了逆變技術(shù)的研究背景和發(fā)展歷程，同時著重介紹了逆變器數(shù)字控制技術(shù)的應(yīng)用前景，提出了本課題的主要研究內(nèi)容；其次，介紹了逆變系統(tǒng)方案選擇與設(shè)計部分，分析與比較了幾種具有代表性的逆變器系統(tǒng)結(jié)構(gòu)及其控制策略的優(yōu)缺點；最后，對逆變電源各個關(guān)鍵工作點的波形以及在不同負(fù)載情況下的最終輸出波形進行測試分析。普通UPS設(shè)備因受內(nèi)置蓄電池容量的限制，供電時間比較有限，而直流操作電源所帶的蓄電池容量一般都比較大，所以需要一套逆變電源將直流電逆變成單相交流電。隨著高性能微處理器的出現(xiàn)，使得逆變電源的數(shù)字化控制成為現(xiàn)實。 Negative feedback control。逆變電源出現(xiàn)于上個世紀(jì)六十年代，它的發(fā)展可以分為三個階段：第一代逆變電源的開關(guān)器件采用的是晶閘管（SCR）。半導(dǎo)體功率器件的發(fā)展推動著現(xiàn)代逆變技術(shù)的發(fā)展，功率器件的發(fā)展方向主要有：增大功率容量，提高開關(guān)頻率，實現(xiàn)多種功能集成化。當(dāng)前，為了提高逆變器的變換效率，軟開關(guān)技術(shù)是技術(shù)人員的研究重點，其研究的主要內(nèi)容有：新型軟開關(guān)控制方式；適用于不同控制方式的控制電路的集成化；變換效率高的新型軟開關(guān)電路[6]。全文分六章：第一章為緒論部分。第二章 逆變系統(tǒng)方案的選擇及設(shè)計根據(jù)設(shè)計要求：輸入電壓DC30V~50V，輸出電壓AC220V，50Hz。經(jīng)過調(diào)制之后，可以將電源提供的低壓直流電逆變成同等幅值的SPWM波，再經(jīng)過工頻變壓器進行升壓，濾波之后得到我們所需的交流電。電路由輸入濾波器、高頻逆變器、高頻變壓器、高頻整流濾波電路、PWM逆變器和輸出濾波器等組成。雙向電壓源高頻鏈逆變器應(yīng)用于需要雙向傳輸功率的場合，如UPS（不間斷電源）。半橋式DCDC變換器的電路結(jié)構(gòu)圖如圖26所示：圖26半橋式DCDC變換器半橋式變換器與推挽式變換器一樣，兩個開關(guān)管輪流交替工作，相當(dāng)于兩個開關(guān)電源同時輸出功率，其輸出功率約等于單一開關(guān)電源輸出功率的兩倍。 DCAC逆變器常用的單相DCAC逆變電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和DCDC變換器一樣，有：推挽式、半橋式和全橋式。整個系統(tǒng)的硬件結(jié)構(gòu)如圖28所示：圖28系統(tǒng)硬件電路圖脈沖寬度調(diào)制（PWM:Pulse Width Modulation），他們把通訊技術(shù)中的調(diào)制技術(shù)應(yīng)用于交流傳動中，開創(chuàng)了DCAC技術(shù)研究的新領(lǐng)域。所以本文采用直接法實現(xiàn)SPWM波。在雙極PWM調(diào)制方式中，同一橋臂上下兩個功率開關(guān)的驅(qū)動信號是互補的信號，但實際上為了防止同一橋臂上下兩個功率開關(guān)直通而造成短路，在兩個信號中間加入死區(qū)，死區(qū)時間大小主要由功率開關(guān)器件的關(guān)斷時間決定，死區(qū)時間將會給輸出的SPWM波形帶來影響，使其偏離正弦波。因為帶隔離變壓器的推挽式變換器的輸出電壓除了正激輸出電壓部分以外，還有反激輸出的電壓。2)額定電流直流電源向DCDC環(huán)節(jié)流過MOSFET管的最大電流可以由以下公式計算：式中，為前級最大輸入電流，即MOSFET管的最大輸入電流；為最小輸入電壓；為最大占空比。另外，對于鋁電解電容，在很大容值及額定電壓范圍內(nèi)，其的值基本不變，范圍是~。當(dāng)T/C1工作在此模式下時，計數(shù)器為雙程計數(shù)器:從0x0000一直加到TOP，在下一個計數(shù)脈沖到達時，改變計數(shù)方向，從TOP開始減1計數(shù)到0x0000。 TCNT0=TCNT2=0X00。設(shè)計高頻變壓器應(yīng)從選擇磁心材料開始。 為原邊繞組每匝占有面積；為副邊繞組每匝所占有面積；為磁芯窗口面積。主要與線頸、繞組數(shù)有關(guān)，一般典型值取=；由于是方波=4；=1700G（單位換算）；。算出的是原邊的一個繞組所以原邊的繞組為4匝，中間帶有抽頭。假設(shè)電路中的所有元件都是工作在理想狀態(tài)下，則可以把DCAC全橋逆變電路的工作狀態(tài)分為六種，由于正半周期和負(fù)半周期的工作狀態(tài)類似，故在此只分析其正半周的工作狀態(tài)。開關(guān)頻率越大，載波比N就越大，每周期基波（正弦調(diào)制波）所含調(diào)制輸出的脈沖總數(shù)也就越大，則理論上其后的輸出濾波越容易，輸出電壓精度越高。由于后級DCAC變換器的輸入電壓為360V，取2倍的豁裕量，得到MOSFET的耐壓為760V；，考慮到帶負(fù)載開機啟動時，瞬時電流可達峰值電流的2~3倍，充分考慮到豁裕量，取MOSFET的額定電流為5A。其工作原理為：當(dāng)MOSFET管關(guān)斷時，電容Cs通過二極管Ds充電，電容Cs和二極管Ds構(gòu)成了MOSFET的分流旁路，使得漏極電流能夠迅速地減小，縮短了關(guān)斷時間；當(dāng)MOSFET導(dǎo)通時，電容Cs通過MOSFET和電阻Rs放電，使得MOSFET的漏極電流能夠迅速地提高，縮短了導(dǎo)通時間。(2)保證基波電壓傳輸。SPWM頻率高，可以減小濾波器的參數(shù)和體積，但會增加開關(guān)損耗，對逆變器的效率不利。由于，故，對開關(guān)頻率分量阻抗很大。此外芯片內(nèi)置短路保護，工作狀態(tài)指示，可以單獨產(chǎn)生關(guān)斷前級的控制信號，提供電源電壓穩(wěn)定檢測，直流電源電壓檢測，交流輸出反饋等功能。（2）SWPM波的設(shè)計圖49 TDS2285外圍電路如上圖芯片采用+5V供電，對地接了104的瓷片電容濾除高頻紋波。當(dāng)M1關(guān)斷，M2導(dǎo)通時，自舉電容電壓VC1加到逆變橋功率管M2的柵極和源極之間，C1通過M2柵極源極電容Cgs1（柵源電容）充電，在經(jīng)過死區(qū)時間之后，逆變橋功率管M1導(dǎo)通，M2關(guān)斷，則DC1和M1形成通路，C1進行放電，下個死區(qū)時間之后，VCC對C1充電，補充它在M1導(dǎo)通期間損失的能量。本文設(shè)計的過流保護電路，是利用檢測輸入直流母線上的電流，而不必對每個MOSFET分別進行過流檢測保護，當(dāng)該電流值超過設(shè)定的閾值時，系統(tǒng)將封鎖整個逆變級MOSFET的驅(qū)動信號，其電路圖如圖所示：圖413 電流保護電路，用于采樣直流母線上的電流。上圖為其典型的應(yīng)用電路，只需要簡單地外圍電路即可輸出穩(wěn)定的電壓，通過調(diào)節(jié)R1，R2的比值，可以調(diào)節(jié)輸出電壓，本文需要的輸出電壓為+15V。圖52 PWM死區(qū)時間圖53是TDS2285輸出的SPWM波形經(jīng)過TLP250隔離驅(qū)動后的波形，與設(shè)定的20kHz很接近。圖58~圖510為本文所研制的逆變電源樣機外觀圖。本文雖然取得了一些研究成果，但是由于時間倉促及本人水平有限，在設(shè)計中還存在許多的不足：1)由于對Mega128L控制器使用不是很熟練，導(dǎo)致前級PWM控制電路所所產(chǎn)生的PWM的頻率和占空比不是很準(zhǔn)確，雖然對整個系統(tǒng)影響不大，但增加了開關(guān)損耗。 DDRA=0xff。j330。//*選擇ADC通道1 ACSR=0x80。=~BIT(ADIF)。 Lcd_WriteData(m%100/10+0x30)。 Lcd_DisplayString(1,0,輸出電壓： V)。//sbit SCLK=P2^1。//串行片選段，高電平即可；//sbit PSB=P2^1。n0。 Delay(15)。 } clrSID。 clrSCLK。 LData=LData1。i4。 for(i=0。i5。 clrSCLK。 } else { clrSID。 clrSCLK。 clrSCLK。//片選；。 } clrSID。 for(i=0。 clrSCLK。 setSCLK 。 clrSCLK。i++) { setSCLK 。(0x80)) { setSID。 for(i=0。i4。 clrSCLK。 clrSCLK。 }}/*void ClrScreen(){ Lcd_WriteCmd(0x34)。//復(fù)位口；高電平；//SID為RW口，SCLK為E口//RS,RST口接高電平，PSB接低電平，A為高電平，K為低電平define uint unsigned intdefine uchar unsigned charvoid Delay(uint tt){ //while(tt) 。define clrSID PORTA amp。 Lcd_DisplayString(3,0,輸出頻率：50 Hz)。}void main(void){ init_port()。=~BIT(ADEN)。//*ADC使能 ADCSRA|=BIT(ADSC)。}unsigned int adc_init(void){ DDRAamp。 DDRB=0Xd3。3)本文設(shè)計的交流電壓采樣反饋電路輸出的電壓不是很穩(wěn)定，導(dǎo)致采樣不是很準(zhǔn)確，影響了輸出電壓的穩(wěn)定性。但由于輸出電壓反饋的直流電壓不是很穩(wěn)定，系統(tǒng)的反饋效果不理想，可以看到系統(tǒng)在不同負(fù)載下輸出電壓稍有下降。圖 53 SPWM波形圖將上圖中的SPWM波經(jīng)過后級LC濾波器濾波后得到圖54(a)所示的正弦波，與50Hz的設(shè)計指標(biāo)相符。本章首先對DC/AC主電路結(jié)構(gòu)進行詳細的分析，選用專用正弦波產(chǎn)生芯片TDS2285設(shè)計產(chǎn)生SPWM波，通過理論計算選擇電路元件和參數(shù)的確定；為保證H橋逆變可靠性，設(shè)計了驅(qū)動和保護電路。圖中R1取10K，R2為5K電位器給比較器一個比較電壓（1V），R2取10K，D1為快恢復(fù)二極管1N4148。在驅(qū)動逆變橋時，由于MOSFET的導(dǎo)通和關(guān)斷需要一定的時間，當(dāng)驅(qū)動信號的頻率過高時就可能會出現(xiàn)上下橋臂的兩個開關(guān)管同時導(dǎo)通的情況，從而MOSFET就會因為流過其上的電流過大而損壞。（1）驅(qū)動電路的設(shè)計由于本文采用的是集成芯片生成SPWM驅(qū)動波形，上面已經(jīng)講過TDS2285?，F(xiàn)將TDS2285S芯片管腳簡要說明如下：圖48 TSD2285管腳圖OSCOSC2：生成SPWM脈沖波形的時鐘，需外接16M的晶體振蕩器；LED：指示逆變器的工作狀態(tài)，但一直輸出為5V時，LED常亮，逆變器工作正常；當(dāng)蓄電池電壓過壓或欠壓，指示燈每隔1秒閃動一次；當(dāng)輸出交流過流或短路時。因濾波電容和負(fù)載并聯(lián)，對逆變電路輸出電流影響較大，所以在設(shè)計濾波電路時，應(yīng)按先選擇濾波電容，再根據(jù)上述原則選擇電感參數(shù)[13]。電感的的電抗為，隨著頻率的上升而升高。用電感器來作為輸出濾波電路結(jié)構(gòu)的一部分，主要目的有兩個:首先，由于電感能夠儲存能量，可使得在管子關(guān)斷期間輸出電流能夠連續(xù)地流到負(fù)載上。充電的總時間為MOSFET的電流下降時間tf與電壓上升時間tr之和。本文最終選取的MOSFET為IRFP460，其主要參數(shù)為：，；參數(shù)滿足設(shè)計要求。因此，在選擇開關(guān)頻率時一定要做好權(quán)衡。圖42 M1—M4驅(qū)動信號圖工作狀態(tài)一：當(dāng)Ug1=Ug4=Um且Ug2=Ug3=0時，M1和M4導(dǎo)通，M2和M3關(guān)斷。在選用繞組的導(dǎo)線直徑時，要考慮導(dǎo)線的集膚效應(yīng)(指導(dǎo)線中流過交變電流時使