【文章內(nèi)容簡介】 單極性控制方式。第三章 逆變器前級DC/DC推挽升壓DCDC推挽升壓電路原理圖如圖31所示，可以看出主要由輸入推挽主電路、高頻變壓器、輸出整流電路和輸出濾波器五部分組成。圖31推挽式升壓電路原理圖電路中兩個控制開關(guān)M1和M2輪流交替工作，將使變壓器的次級產(chǎn)生一個交流方波，因為MM2的導(dǎo)通時間一般是相同的，所以其電壓波形非常對稱，如果開關(guān)管的占空比都是50%的話，電源在整個工作周期之內(nèi)都向負(fù)載提供功率輸出，因此，其輸出電流的響應(yīng)速度很高，電壓輸出特性很好。電路中接有儲能濾波電容C，儲能濾波電容會對輸出電壓的脈動電壓起到平滑的作用，因此，輸出電壓Uo不會出現(xiàn)很高幅度的電壓反沖，其輸出電壓的峰值Up就可以認(rèn)為是半波平均值Upa，其值略大于正激輸出nUi，n為變壓器次級線圈N3繞組與初級線圈N1繞組或N2繞組的匝數(shù)比。因為帶隔離變壓器的推挽式變換器的輸出電壓除了正激輸出電壓部分以外，還有反激輸出的電壓。所以，推挽式DCDC變換器的輸出電壓uo，約等于高頻變壓器次級線圈N3繞組產(chǎn)生的正激式輸出電壓Up或Up的半波平均值Upa或Upa： ——M1導(dǎo)通期間；或——M2導(dǎo)通期間。以上式子中，Uo為推挽式DCDC變換器經(jīng)過整流未經(jīng)過濾波的輸出電壓，n為高頻變壓器次級繞組與初級繞組的匝數(shù)比，Ui為高頻變壓器初級線圈N1繞組或N2繞組的輸入電壓。逐漸增加到最大值；在兩者的共同作用下剛好產(chǎn)生一個方波。 DCDC推挽主電路參數(shù)的計算推挽式變換器是開關(guān)電源最經(jīng)典的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)之一，然而輸出功率大幅增加時，就會因為兩個開關(guān)管的存儲時間和導(dǎo)通壓降不一樣而導(dǎo)致磁通不平衡，如此工作幾個周期之后變壓器磁芯將偏離磁滯回線進(jìn)入飽和區(qū)，處在飽和區(qū)的磁芯不能承受電壓，當(dāng)相應(yīng)的開關(guān)管再次導(dǎo)通時，開關(guān)管將承受很大的電流而導(dǎo)致開關(guān)管損壞。而如果開關(guān)管采用的是MOSFET管，則這個問題就沒那么嚴(yán)重。首先，MOSFET沒有存儲時間，兩組柵極信號脈寬相等，兩個開關(guān)管導(dǎo)通時間相等；其次，MOSFET管導(dǎo)通壓降隨溫度升高而增加的特性特供了負(fù)反饋?zhàn)饔?，有助于糾正磁通不平衡的問題，故本方案采用的是MOSFET管[12]。1)額定電壓由電路工作原理可知:功率開關(guān)管的最大應(yīng)力為2Vin，考慮到輸入電壓為30V~50V（實際使用電壓40V)，由推挽電路的工作原理可以知道，MOSFET管兩端承受的最大電壓為兩倍的輸入電壓40=60V，考慮到分布電感引起的電壓尖峰及可靠性設(shè)計，選用80V耐壓的MOSFET開關(guān)管。2)額定電流直流電源向DCDC環(huán)節(jié)流過MOSFET管的最大電流可以由以下公式計算：式中，為前級最大輸入電流，即MOSFET管的最大輸入電流；為最小輸入電壓；為最大占空比?？紤]到綜上的計算選用選取的MOSFET管為RU190N08，該管的主要參數(shù)如下：；；；；。 推挽式變換器整流二極管應(yīng)當(dāng)具備正向?qū)妷旱?、反向恢?fù)時間短和反向漏電流小等特點(diǎn)，變壓器副邊為全橋整流電路，加在整流二極管上的反向電壓為V，整流管上承受的最大反向電壓V=400V（直流側(cè)最高電壓）。在整流開關(guān)時有一定的電壓振蕩，,則額定電壓為400=600V本設(shè)計的逆變電源開關(guān)頻率為31KHz，輸出為220V的正弦波，其峰值電壓約為311V，假設(shè)系統(tǒng)后級的逆變效率為86%，則可以計算出前級DCDC變換器輸出的電壓為360V，功率為220W，輸出電流有效值約為1A?；诎踩慕嵌瘸霭l(fā)，本方案選用超快恢復(fù)型二極管RHRP15120，其反向耐壓為1200V，正向平均電流15A，反向恢復(fù)時間65nS，滿足設(shè)計要求。本文設(shè)計的輸出濾波器采電容濾波方案。電容C具有隔直流通交流的特點(diǎn)，當(dāng)輸出電壓經(jīng)過由電容C濾波電路后，改變了交直流分量的比例，從而得到紋波小的直流電壓。輸出電容Co的容量和輸出電壓紋波并沒有直接的關(guān)系，紋波的大小是由輸出電容的ESR（等效串聯(lián)電阻Ro）來決定的，假設(shè)紋波電壓峰—峰值為Vr，則它們的關(guān)系為：式中，dI是所選的電感電流紋波的峰—峰值。另外，對于鋁電解電容，在很大容值及額定電壓范圍內(nèi)，其的值基本不變，范圍是~。因此可選為假設(shè)，代入數(shù)據(jù)得，在設(shè)計當(dāng)中選用的是330uF/450V的電解電容。 ATmega128L功能簡介ATMEL公司于1997年研發(fā)并推出了全新配置的、采用精簡指令集RLSC結(jié)構(gòu)的新型單片機(jī)，簡稱AVR單片機(jī)。ATmega128L是一款基于AVRRISC、低功耗 COMS的8位單片機(jī)，由于在一個時鐘周期內(nèi)執(zhí)行一條指令，ATmega128L可以達(dá)到接近1MIPS/MHz。ATmega128L具有以下特點(diǎn):128KB字節(jié)的在線編程/應(yīng)用編程(JTAG /ISP)Flash程序存儲器，512字節(jié)EZPROM，1K字節(jié)SRAM，32個通用工作寄存器，48個通用I/O口，兩個具有獨(dú)立的預(yù)分頻器和比較器功能的8位定時器/計數(shù)器，兩個具有預(yù)分頻器、比較功能和捕捉功能的16 位定時器/計數(shù)器具有獨(dú)立預(yù)分頻器的實時時鐘計數(shù)器，兩路8 位PWM，6路分辨率可編程（2 到16 位）的PWM，8路10 位ADC， 具有獨(dú)立片內(nèi)振蕩器的可編程看門狗定時器，100000 次寫/ 擦除壽命周期。ATmega128L成為一個功能強(qiáng)大的單片機(jī)，為許多嵌入式控制應(yīng)用提供了靈活而低成本的解決方案。如圖32所示是ATmega128L的芯片外觀:圖32 ATmega128L的芯片外觀 基于ATmega128L單片機(jī)的PWM波的生成ATmega128L有4個定時/計數(shù)器，其中T/Cl是一個16位的多功能定時/計數(shù)器，它具有兩個獨(dú)立的輸出比較單元、一個輸入捕獲單元、相位可調(diào)的脈寬調(diào)制輸出和4個獨(dú)立的中斷源(TOVI、OCFIA、OCFIB和ICFI)。T/C1有多種工作模式，其中相位可調(diào)的PWM模式可以產(chǎn)生高精度相位可調(diào)的PWM波形。當(dāng)T/C1工作在此模式下時，計數(shù)器為雙程計數(shù)器:從0x0000一直加到TOP，在下一個計數(shù)脈沖到達(dá)時，改變計數(shù)方向，從TOP開始減1計數(shù)到0x0000。在設(shè)置正向比較匹配輸出模式下:正向加1過程中，TCNT1的計數(shù)值與輸出比較寄存器OCR1A/ OCR1B的值相同匹配時清零OC1A/OC1B，即使引腳OC1A和OC1B輸出低電平。反向減1過程中，當(dāng)計數(shù)器TCNT1的值與輸出比較寄存器OCR1A/OCR1B的值相同匹配時置位OC1A/ OC1B，即使引腳OC1A和 OC1B輸出高電平。設(shè)置成反向比較匹配輸出模式時工作過程與上述過程相反[13]。圖33為PWM 模式的時序圖。圖33 T/C1模式PWM工作時序圖由以上可知，計數(shù)器計數(shù)上限TOP值的大小決定了PWM輸出頻率的高低，而比較寄存器的數(shù)值則決定了輸出脈沖的起始相位和脈寬。本系統(tǒng)將捕獲寄存器ICRI的設(shè)定值作為計數(shù)器計數(shù)上限TOP值，則當(dāng)計數(shù)器計數(shù)到上限TOP值時，可以申請捕獲中斷，在捕獲中斷中可以設(shè)置比較寄存器OCR1A/OCR1B的值,從而獲得不同占空比的脈沖波形,程序如下（具體程序見附錄）：void init_pwm(void){TCCR0=0X69。TCCR2=0X79。 TCNT0=TCNT2=0X00。 OCR0=OCR2=0。}void dutfactor0(unsigned int p){ OCR0=255*p/100。}void dutfactor2(unsigned int q){ OCR2=255(255*q/100)。}考慮到驅(qū)動開關(guān)管的頻率如果太低影響前級效率，頻率太高開關(guān)管的開關(guān)損耗將增大，配合下一章的輸出反饋采樣電路可以使系統(tǒng)的輸出電壓穩(wěn)定。高頻鏈變壓器是裝置的核心部件，其性能的好壞直接決定了整個逆變器的性能承擔(dān)著隔離和傳輸功率的重任。不合格的變壓器將導(dǎo)致溫升高、效率低、漏感嚴(yán)重、輸出波形畸變大等問題，直接影響電路的可靠性和穩(wěn)定性，甚至?xí)p壞功率半導(dǎo)體器件。高頻變壓器的工作頻率比一般的工頻電力變壓器要高，達(dá)幾十KHz甚至更高，因此其設(shè)計有自身的特點(diǎn)。設(shè)計高頻變壓器應(yīng)從選擇磁心材料開始。高頻變壓器磁心多是低磁場下使用的軟磁材料，有較高的磁導(dǎo)率、低的矯頑力和高的電阻率。一般來說，磁心材料磁導(dǎo)率高，在一定線圈匝數(shù)時，通過不大的激磁電流就能有較高的磁感應(yīng)強(qiáng)度，線圈就能承受較高的外加電壓，因此輸出一定功率要求下，可減小磁心體積。磁心矯頑力低，磁滯回環(huán)面積小，則鐵損也小。高的電阻率則使得渦流小，鐵損小。本論文采用鐵氧體磁性的高頻鏈變壓器。鐵氧體軟磁材料是合成氧化物燒結(jié)體，電阻率很高，其缺點(diǎn)是飽和磁密偏低，適合高頻小功率使用，設(shè)計高頻鏈變壓器主要部分分兩大步驟:先確定磁芯幾何尺寸，再計算匝數(shù)、導(dǎo)線面積等參數(shù)。設(shè)變壓器原、副邊匝數(shù)分別為和，原邊輸入電壓為，由法拉第電磁感應(yīng)定律，有：式中：為開關(guān)工作頻率（Hz），工作磁通密度，原邊繞組，磁芯有效面積，為波形系數(shù)，有效值與平均值之比（方波時為4，）整理得磁芯窗口面積乘上使用系數(shù)為有效面積，該有效面積為原邊繞組占據(jù)的窗口面積與副邊繞組占據(jù)的窗口面積之和，即式中：為窗口使用系數(shù)（）。 為原邊繞組每匝占有面積；為副邊繞組每匝所占有面積；為磁芯窗口面積。設(shè)原副邊電流密度相等，為J，則由上述三式可得：即 即為變壓器窗口面積和磁芯截面積的乘積。為原邊和副邊的功率。上式表明工作磁通密度、開關(guān)工作頻率窗口面積使用系數(shù)、波形系數(shù)和電流密度都影響面積的乘積[14]。電流密度直接影響溫升，亦影響可表示為式中為電流比例系數(shù)；為常數(shù)，由所用鐵芯確定。又設(shè)為變壓器的視在功率，則公式可以進(jìn)一步表示為：式中除了AP單位為cm，其余物理量均為國際單位制。變壓器的視在功率與其線路結(jié)構(gòu)關(guān)系密切，對于本設(shè)計中采用的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，視在功率可表示為：、和開關(guān)變壓器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)有關(guān)，當(dāng)輸入為推挽電路時當(dāng)單端正激時為1。當(dāng)輸出是整流橋時k=1，當(dāng)輸出接推挽電路時由于本文前段采用推挽結(jié)構(gòu)，輸出采用全橋整流因此，；設(shè)變壓器效率為90%，即η=，得采用EE型磁芯，查表磁芯結(jié)構(gòu)常數(shù)表可得，容許溫升25℃時，=323，X=，用高頻鐵氧體材料R2KBD，其飽和磁通約為B=5100G，考慮高溫飽和磁密會下降，同時防止合閘瞬間高頻變壓器進(jìn)入飽和取。主要與線頸、繞組數(shù)有關(guān)，一般典型值取=；由于是方波=4；=1700G（單位換算）；。則：增加10%的裕度取查手冊選取EE40鐵氧體磁芯，其,有效截面積。確定了鐵芯下面計算一下匝數(shù)。從提高高頻變壓器利用率，減小開關(guān)管的電流，降低輸出整流二極管的反向電壓角度考慮高頻變壓器原副邊匝比應(yīng)盡可能取大一些。這樣也有利于較少損耗和降低成本。為了在規(guī)定的輸入電壓范圍內(nèi)能夠達(dá)到輸出要求，變壓器的變比應(yīng)按最低輸入電壓選取。實際輸出最大占空比D(單管)，取D=，開關(guān)頻率設(shè)計在30KHz，輸入電壓最低為40 V（DC），保證輸出不小于365V(因為若保證后級的逆變器能夠輸出穩(wěn)定的220VAC，則直流母線電壓必須大于365V)，則：選擇變壓器變比為取匝。的單位是T，S的單位是。算出的是原邊的一個繞組所以原邊的繞組為4匝，中間帶有抽頭?？紤]到集膚效應(yīng)，原邊用3根銅線并繞。在選用繞組的導(dǎo)線直徑時，要考慮導(dǎo)線的集膚效應(yīng)(指導(dǎo)線中流過交變電流時使導(dǎo)線橫截面上的電流分布不均，使導(dǎo)線的有效截面積減少，電阻增大)，一般要求導(dǎo)線線徑小于兩倍穿透深度。變壓器的工作頻率為30KHz，在此頻率下，銅線的穿透深度為:，原邊電流：原副邊的電流密度J：原邊繞組裸線面積：副邊繞組裸線面積：按照以上參數(shù)設(shè)計的高頻變壓器即可以滿足DCDC環(huán)節(jié)的要求。本章主要介紹了前級DCDC升壓，其中包括：推挽式升壓電路，PWM波的生成和高頻變壓器的設(shè)計，推挽式升壓電路的優(yōu)點(diǎn)是電源在整個工作周期之內(nèi)都向負(fù)載提供功率輸出，因此，其輸出電流的響應(yīng)速度很高，電壓輸出特性好。為避免上下管開關(guān)管同時導(dǎo)通而發(fā)生短路，增加了PWM波的死區(qū)時間和驅(qū)動能力，實驗結(jié)果良好。變壓器的制作是本章的難點(diǎn)，涉及到磁芯、線圈、骨架的選擇和繞制方法等，通過學(xué)習(xí)掌握了小功率變壓器的制作方法。 第四章 逆變器后級DC/AC單相全橋逆變 DCAC主電路結(jié)構(gòu)分析逆變器后級DCAC主電路主要由逆變橋、開關(guān)管吸收緩沖電路和輸出濾波器構(gòu)成，其原理簡圖如圖41所示：圖41 DCAC逆變電路簡圖圖中由M1—M4四個開關(guān)管組成逆變橋，它們在單極性SPWM控制下工作。假設(shè)電路中的所有元件都是工作在理想狀態(tài)下，則可以把DCAC全橋逆變電路的工作狀態(tài)分為六種，由于正半周期和負(fù)半周期的工作狀態(tài)類似，故在此只分析其正半周的工作狀態(tài)。M1—M4的驅(qū)動信號如圖42所示。圖42 M1—M4驅(qū)動信號圖工作狀態(tài)一：當(dāng)Ug1=Ug4=Um且Ug2=Ug3=0時，M1和M4導(dǎo)通，M2和M3關(guān)斷。前級推挽變換器輸出的高壓直流電向負(fù)載提供能量，同時給儲能濾波電容充電，其等效電路圖如圖43所示：圖43工作狀態(tài)一等效電路圖工作狀態(tài)二：當(dāng)Ug1=0，Ug4=Um且Ug2=Ug3=0時，M4導(dǎo)通，MMM3關(guān)斷。輸出濾波電感的電流通過D2和M4續(xù)流，儲能濾波電容放電，給負(fù)載提供能量，此時的等效電路圖如圖44所示：圖44工作狀態(tài)二等效電路圖工作狀態(tài)三：當(dāng)Ug1=Ug4=0且Ug2=Ug3=0時，M1—M4全部關(guān)斷。電感電流通過D2和D3給電源充電，此時的等效電路圖如圖45所示：圖45工作狀態(tài)三等效電路圖 DCAC電路參數(shù)計算前級DCDC推挽升壓變換器的輸出電壓為360V直流電，該電壓作為后級DCAC變換器的輸入電壓。由于本文設(shè)計逆變電源的輸出功率為300W，輸出電壓的有效值為220V。后級DCAC開關(guān)頻率的選擇對于逆變器來說極其重要。開關(guān)頻率越大，載波比N就越大，每周期基波（正弦調(diào)制波）所含調(diào)制輸出的脈沖總數(shù)也就越大，則理論上其后的輸出濾波越容易，輸出電